开关电源设计从入门到精通
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第一章 开关电源设计的一般考虑
在设计开关电源之前,应当仔细研究要设计的电源技术要求。现以一个通信电源模块的例子来说
明设计要考虑的问题。该模块的技术规范如下:
1 电气性能
除非另外说明,所有参数是在输入电压为 220V,交流 50Hz 以及环境温度 25℃下测试和规定的.
表 1.1
额定电压
输出电流
限流范围
过压范围
调压范围 1
调压范围 2
效 率
I(max)
54.9V
28A
110%
58.8-
52.55-
45.7
>87%
Imax
61.2V
52.75V
45.9V
1.1 输入
电压:单相交流额定电压有效值 220V±20%
频率:频率范围 45-65Hz
电流:在满载运行时,输入 220V,小于 8A。在 264V 时,冲击电流不大于 18A
效率:负载由 50%-100%为表 2.1 值
功率因数:大于 0.90,负载在 50%以上,大于 0.95
谐波失真:符合 IEC 555-2 要求
启动延迟:在接通电源 3 秒内输出达到它的额定电平
保持时间:输入 176V 有效值,满载,大于 10mS
1.2 输出
电压:在满载时,输出电压设定在表 1 值的±0.2%
电流:负载电流从零到最大值(参看表 1),过流保护开始是恒流,当电压降低到一定值得时,电流截止.
稳压特性:负载变化由零变到 100%, 输入电压由 176V 变到 264V 最坏情况下输出电压变化不超过 200mV.
瞬态响应: 在没有电池连接到输出端时,负载由 10%变化到 100%,或由满载变化的 10%,恢复时间应当在 2mS 之内.
最大输出电压偏摆应当小于 1V.
静态漏电流:当模块关断时,最大反向泄漏电流小于 5mA.
温度系数:模块在整个工作温度范围内≤±0.015%.
温升漂移:在起初 30 秒内,±0.1%
输出噪音:输出噪音满足通信电源标准,衡重杂音<2mV.
1.3 保护
输入:输入端保护保险丝定额为 13A.
输出过压:按表 1.1 设置过压跳闸电压,输出电压超过这个电平时,将使模块锁定在跳闸状态.通过断开交流输入电源
使模块复位.
输出过流:过流特性按表 1.1 的给定值示于图 1.过流时,恒流到 60%电压,然后电流电压转折下降.(最后将残留与短路
相同的状态)
输出反接:在输入反接时,在外电路设置了一个保险丝烧断(<32A/ 55V)
过热:内部检测器禁止模块在过热下工作,一旦温度减少到正常值以下,自动复位.
1.4 显示和指示功能
输入监视:输入电网正常显示.
输出监视:输出电压正常显示.(过压情况关断).
限流指示:限流工作状态显示.
负载指示: 负载大于低限电流显示.
继电器:输入和输出和输入正常同时正常显示。
输出电流监视:负载从 10%到 100%,指示精度为±5%.
遥控降低:提供遥控调节窗口.
1.5 系统功能
电压微调:为适应电池温度特性,可对模块的输出电压采取温度补偿.
负载降落:为适应并联均流要求,应能够调节外特性。典型电压降落 0.5%,使得负载从零到增加 100%,输出电压下
降 250mV.
遥控关机:可实现遥控关机。
1.6 电气绝缘
下列试验对完成的产品 100%试验。
1.在 L(网)和 N(中线)之间及其它端子试验直流电压为 6kV.
2.在所有输出端和 L,N 及地之间试验直流 2.5kV.这检查输出和地之间的绝缘.
3.下列各点分别到所有其它端子试验直流 100V:
电压降低(11 和 12 脚)
继电器接点(14,15 和 16 脚)
状态选择-输入,输出和电流限制(3,4,5 和 6 脚)
1
4.地连续性-以 25A,1 分钟检查,确认安全接地的阻抗小于 0.1Ω.
1.7 电磁兼容
符合邮电部通信电源标准.
2 机械规范
尺寸:略
重量: 略
安装方向: 模块设计安装方向是面板垂直放置,使空气垂直通过模块.
通风和冷却: 模块的顶部和底部都有通风槽,使空气流通过模块,经过散热器.因此在系统中应当没有阻碍地对流冷却
模块,并应强迫冷却装置使冷却空气经过模块自由流通.
3 环境条件
环境温度: 在 0~55℃温度范围内满功率工作.在模块下 50mm 处模块的入口测量温度.
存储温度:-40~+85℃
湿度:5%~80%,不结冰.
高度: -60m~2000m 工作;-60m~10000m 不工作.
4 可靠性
MTBF 大于 100000 小时.
这些要求包括:输入电源,输入电压的类型-交流还是直流。交流电源的频率和电压变化范围,
整流滤波方式,是否有功率因数要求?如果是直流电源,是直流发电机,还是蓄电池、抑或其它直流
变换器?是电流源还是电压源?它们的变化范围和纹波大小。输出电压(电流)大小和调节范围,稳
压(或稳流)精度,输出有几路?输出电流(或输出功率),输出纹波电压要求,是否需要限流?瞬
态响应要求。负载特性:蓄电池,还是荧光灯,还是电机?这些电气性能之外,是军用还是民用?
EMC 要求,环境温度。体积与重量要求。是否需要遥控,遥测或遥调?是否需要提供自检测,如此等
等。设计出的电源必须满足这些要求。
1.1 主电网电源
如果你购进国外电气设备,不管青红皂白就去插上电源,弄不好就可能烧坏设备电源。因此,要
安全使用国外设备,要知道国外电网电源的种类和相关标准。如果你设计的产品是提供出口,也必须
了解该地区的电网的标准。
首先世界上主电网的交流电源频率在美国是 60Hz,而在中国和欧洲是 50Hz。实际上,频率也有
一定的变化范围,电网负荷重的时候,50Hz 可能降低到 47Hz;如果负载很轻时,60Hz 可能上升到
63Hz。这是因为带动发电机的发动机转速不可能是没有调节公差的恒速运行。50Hz 供电的直流电源必
须使用比 60Hz 供电更大的滤波元件,供电变压器铁芯更大或线圈匝数更多。
其次电源电压在不同地区也不同:在中国,家用电器和小功率电气设备由单相交流 220V 供电,
工业用电是三相 380V。在美国民用电源为 110V(有时是 120V),而家用电器,如洗衣机电源是
208V,而工业用电是 480V,但是照明却是 277V,当然也有用 120V 的;在欧洲为 230V,而在澳大利
亚却是 240V,如此等等。
以上的电网电压仅仅是其额定值,每一种电网都有允许偏差。例如电网随负荷变化时产生较大波
动。在上世纪末我国电网改造前,电网电压波动范围高达 30%以上。随着国民经济发展,大量电厂建
立,供电量充足,同时经过电网改造,合理输配电,目前在我国大多数地区供电质量明显提高,一般
变化在 10%以内,即在 198V~242V 之间。但在铁道系统和某些边远山区变化范围仍可能达到 30%。
因此,你设计的开关电源,必须迎合使用地区的供电情况,即使遇到意外情况,也能够安全运行而不
发生故障。有时电网也可能丢失几个周波,要求有些电源能够不间断(保持时间)地工作,这就要求
较大的输出电容或并联电池满足这一要求。
电网还存在过压情况。雷击和闪电在 2Ω阻抗上,引起线与线电压和共模干扰可高达 6000V 电压。
闪电有两种类型,一种是短脉冲,上升时间 1.2μs,衰减时间 50μs,另一种很高能量,衰减时间
1ms。电网还有瞬态电压,峰值达 750V,持续半个电网周期,这主要是大的负载的接入或断开,或高
压线跌落引起电网的瞬变。
实际上工业电网面临的问题远不止这些,交流电网是一个肮脏的环境。你所设计的电源应当能够
在这个环境中工作,同时还要满足国际和各地区安全标准要求。
1.2 电池
在通信,电站,交通要求不间断供电的地方,电池作为不可缺少的储能后备能源。大量移动通讯
站和手机,以及电动汽车,助力电瓶车都依靠电池提供能量。风力发电和太阳能发电存储峰值能量作
2
为后备能源。但是电池涉及到电化学和冶金学知识,已超出一般电气工程师的知识范畴。这里介绍一
些使用电池基础知识,使你知道设计充电电源和使用电池供电时应注意的一些问题。
利用电化学可逆原理做成的最基本的单元电池叫单体电池。典型的单体电池是由两个金属极板和
构成它们之间导电通路工作介质组成,这种通路材料可能是液体或固体,与特定化学机理有关。这种
结构关键在于是否能够更有效进行电-化学反应(可再充电,即二次电池,也称为蓄电池。不能再充
电叫一次电池)。根据不同通路材料的安排,一个金属极板为电池的阳极-正极,另一个则为阴极-
负极。如将两个金属极板(阴极和阳极)接到电源上,电的作用改变了工作介质的化学状态,这就是
储能。如将已储能的电池极板接到负载,材料化学作用放出电荷返回到原始状态,释放出电能。
单体电池一般很低,例如铅酸蓄电池单体电池额定电压为 2V。因此较高电压的电池一般由许多单
体电池串联组成。应
应当注意:不要自己将电池连接成你需要的电压和容量,电池不能直接并联!你只
能按制造厂系列产品选择你需要的电池容量和电压。如果在每个电池端串联一个二极管就可以并联。
在电池工作范围内,电池看起来像一个理想电压源,但实际电源并非如此。首先,当充电时,端电压
会升高;放电时,端电压会降低。这就说明蓄电池存在内电阻,图 1.1 是标称电流压 12V 的 NiH 电池
的伏安特性,随着输出电流的增加,输出电压下降(类似正弦双曲线)。标称电压为 12V,电池放出
电流为负,充电电流为正。电池放出小电流时,电池端有一个类似电阻的压降,电流加倍压降也几乎
加倍;在大电流时,电压降增加减慢;在端电压下降到零以前,电流可以达到非常大的数值,但绝对
不能将电池短路,如果将 NiH 电池输出短路将引起电池爆炸!其次,电池不是与频率无关的电压源,
在充电和放电时,产生电化学作用需要一定的时间,等效为电容与内阻并联。此外,在典型开关频率
20kHz 或更高时,电池有很大内阻抗。这是因为电池端子间,内部极板间存在小电感;例如,一个
NiH(镍-氢)电池可能具有 200nH 的感抗,五个这样的电池串联(获得 6V 电压)有大约 1μH 电
感。如果开关频率为 200kHz,阻抗大约 1Ω。所以这时电池不是理想电压源,不可能吸收你的变换器
产生的开关纹波,为此,通常在电池的两端并联一个电容,减少内电感的影响。
电池输出电流和输出电压的关系还与温度以及电池剩余电荷量有关。如果放电电流太大,会损伤
电池。几乎所有电池,如果在远低于它的工作温度下放电,也会损坏电池。例如密封铅酸电池在低于
-10℃不能工作,这就是为什么在很冷的天气发动不了你的汽车。
制造厂标定电池的容量一般以电池具有的电
荷量-安时(电流×时间=电荷 AH)来表示。
这使得电源设计者感到为难,你不能够简单得到
电池输出参数与多大能量的关系,因为它不等于
电池容量乘以输出电压;何况输出电压又与输出
电流有关。这些参数关系由制造厂以曲线形式提
供的,而曲线似乎不能直接找到你设计需要的工
作点,需要从这些曲线来回参照得到你需要的数
据。你自己测试电池是不切实际的,因为每个制
造厂制造的电池总有些小的差别,所以你不能假
定每个电池具有相同的化学特性和安时定额,以
及它们在同一场合具有相同的运行时间。
另一个现象是自放电。如果你充好电的电池
放置在那里,不接任何负载,它自己会逐渐失去存储的能量。失去能量所需要的时间与化学工作介质
有关:如 NiH 电池 24 小时;密封铅酸蓄电池在温度 25℃下约 16 月容量损失 50%,温度升高 10℃,时
间缩短一半。而某些锂电池可达几年不等。所以放置不用的铅酸电池一般每 3 个月得进行充放电维护
一次。
I(A)
2.00
0.00
-2.00
10.0 11.0 12.0 13.0 14.0
电池电压(V)
图 1.1 典型 12V 电池 V-I 特性
电池不可能无限期充放电使用,电池也有寿命。在一定时间范围内,电池经过多次充电/放电周期
以后,不再能存储额定容量,这个时间就是电池寿命的终止。它取决于电池如何工作,它经历了多少
个充电/放电周期,放电的深度如何等等。例如,铅酸密封电池放电深度 50%额定容量,充放电可达
500~600 次;放电深度 100%,寿命仅 200~300 充放电周期。即使电池用于备份,所谓浮充状态(总
是保持充满状态),在 5~10 年内也需要更换。
电池是一个不愉快的能源,它也是一个不舒服的负载。当你对电池补充充电-均衡充电时,你不
能用一个电压源对其充电,因为电池充电电流与电压成指数关系,会造成充电电流热失控,将导致电
池损坏。因此所有类型电池充电必
必须采取限流措施。如果电池充满,即达到额定电压时,应当转换到
浮充电状态,补充自放电失去的能量,以保证电池保持满容量状态。
3
手册中指定充电电流(放电电流也一样)称为“C”。1C 定额是假定电池充电 1 小时达到电池的
额定容量值:例如以 1C(20A)对 20AH 电池充电一小时的电池容量为 1×20A=20AH。铅酸电池通常均
衡充电电流小于 0.3C。均衡充电一般首先以 0.15C 恒流充电一定时间,当达到容量的 90%后,再转换
到恒压充电,进入浮充状态。浮充电压通常由生产厂家设置。环境温度 25℃时,一般按单体电池电压
2.23V~2.35V(大部分用 2.23V~2.25V)之间设置浮充电压。环境温度每升高 1℃,浮充电压下降
0.005V。充满电时单体电池端电压在 2.23V 左右。过充电和充电电流过大都会损伤电池,使电池寿命
大大缩短。电池充足后,维持自放电浮充电流,一般在 0.05C 以下。铅酸电池还不能过放电,一般认
为单体电池端电压达到 1.75V 应当终止放电。所以,要正确使用电池应当对电池的充、放电电压、电
流和容量(电流和时间积分)进行检测和控制,才能保证电池的长寿命。
各种不同化学机理的电池-铅酸电池,锂电池,镍镉电池,锌-空气和镍氢(NiH)电池,无论那
种,都具有自身的特性。所以你得花费一定时间去研究它们。最好的办法是去找愿意和你紧密合作的
制造商,并认真地听取他们忠告。
1.3 负载
开关电源供给各种不同的负载,各种负载都有自己的特性,负载对开关电源提出符合自己特性的
要求。因此开关电源设计者必须了解负载特性,才能做好符合要求的电源。前面讨论了蓄电池一般特
性,如果开关电源作为充电器对电池充电。则开关电源必须具有恒流充电和浮充能力。这里不再讨
论。下面分别简要说明其它负载要求
1.3.1 计算机电源
现代计算机要求电源高速切换。现在许多计算机电源为 3.3V,从数据库调出数据,要求电源能适
应 30A/µs 负载跃变。举例来说,假定负载从零变化到 7A,花的时间小于 1µs。如果你的开关电源的
带宽 20kHz,要变化到新的负载水平时间为 1/20kHz=50µs,假设电流上升是线性的,那么你尚缺少
的电荷量是(7A/2)50µs=175µC,如果允许 3.3V 电压波动是 66mV,如果此瞬态能量由电容提供,你应
当需要 175µC/66mV=3mF 才能避免电压跌落超过允许值。
值得注意的是你不能用一个 3300µF 电容达到这个目的,而是应当用许多小电容并联。这是因为
母线上电压跌落并不是变换器的带宽限制,而是电容的 ESR 造成的。你需要最大 ESR 为 66mV/7A=
9mΩ的电容。如果每个电容的 ESR 近似为 100mΩ,需要 11 个电容并联,最好选择 300µF 的钽电
容。当然这种计算是假定变换器输出到负载连线是无电感和电阻的,如果引线长,你就需要更高性能
的电源。
在以上计算中另一个假定是变换器有足够的大信号响应。稳定性在以后详细讨论,但你必须确定
满足小信号响应误差放大器的摆率(slew rate)也应当是足够的,但这不总是正确的。变换器的大信号带
宽不能大于小信号带宽,如果运放摆率较低,大信号带宽可能比较小。
从以上的例子看到为使变换器体积减少,实质上是要变换器具有较宽带宽和高速放大器。在今天
的工业界,这是继续推动开关电源向更高的开关频率(带宽不超过开关频率的一半)的主要原因,某
些变换器的工作频率现在已达 2MHz,带宽 100kHz。
1.3.2 要求低噪声
各种负载要求噪声是不同的。例如蜂窝电话电源中射频功率放大器要求低噪声。变换器电源提供
放大器栅极和漏极(放大器由 FET 构成)电压,如果电源上有变换器开关频率的纹波,那么放大器输
出也就有纹波,因为输出功率由栅极和漏极电压决定,通过改变这些电压来控制输出功率大小。而放
大器输出是射频,纹波是载波频率的边带。由于纹波被接收机作为信号解调产生的边带,所以很容易
看到你不需要的纹波(谐波)。
有些情况就不一定。你的和提出要求的工程师研究研究,是否一定要很高的噪声要求,并告诉
他,噪声要求越高,代价越大。
要满足低噪声的要求,应当考虑电感电流在输出电容 ESR 上产生的峰峰值纹波和二极管及晶体管
转换产生的开关噪声两者的造成纹波。在要求非常低噪声时,想用足够大的滤波电感和多个电容并联
是不切实际的,一般在变换器输出加后续线性调节器或外加滤波环节。
后续线性调节器决不是好的选择,因为效率低。一般的办法在主滤波器后面增加一级 LC 滤波器
(图 1.2)。如果反馈从原来输出电容端取回,主反馈保持原来的稳定性,而与外加滤波无关。但外加
的 LC 滤波是不可控制的,当阶跃负载时将引起振铃现象,破坏了引入附加滤波器的目的。
4
如果将反馈包含外加滤波器,这将引入两个额外的极点,这两个极点要是处于低频段,将引起变
换器工作的不稳定。一般取外加滤波器的谐振频率为变换器带宽的 10 倍,仅需要很小的相位补偿处理
(在以后详细讨论),同时仍然能给开关频率适当地衰减。一般电感取得较小,电容较大,减少变换
器的输出阻抗。串联电感在数百 nH 到几个µH,一般不用铁氧体磁珠,磁珠不能抗直流磁化,而采用
小的 MPP(皮莫合金磁粉芯)磁珠或铁硅铝磁芯,1 匝输出汇流条通过它即可。
如果你既要快速瞬态响应,又要低噪声,那是最糟糕的
负载。那你得运用以上的技术,还得花费许多心血。
变换器主
附加滤波器
滤波电感
输出
变换器主
输出滤波电容
图 1.2 附加 LC 滤波获得低噪声输出
1.3.3 电话
电话大约在 100 年前出现的,一直使用大量的铁和铜,
而不是半导体。它是由电话线供电,而不是电网供电,这就
是为什么电灯不亮,而电话照样畅通。电源距离在几百米,
甚至几千米以外,在电话和电源之间引入了较大电线电阻和
电感。
电话有三个不同的模式:既不通话又没有振铃,通话,待通。这三种状态具有不同的特性,每种
特性在每个国家也是不同的。
为了解驱动电话振铃有多困难,拿出一些数据来考虑。在振铃状态,电话看起来像一个电感和电
容串联并用一个低频正弦波电源驱动。此正弦波在电话端电压最小 40Vrms(美国)或 35V(德国)。实际
上,由于电源输出在达到电话之前经过不同阻抗分压,需要的驱动电源电压要高得多。美国近似 7kΩ
与 8µF串联,驱动电源是 20Hz正弦波。而德国似乎是 3.4kΩ与 850nF串联,用 25Hz驱动。法国电话是
大于 2KΩ和小于 2.2µF,可以用 25Hz或 50Hz驱动,取决于是差动(平衡)还是不对称驱动。电话本身
作为负载更是五花八门,阻抗由 6kΩ~60kΩ,或更高。也不知道这些电话是怎样电源供电,除非这
个国家自行规定。甚至一个电源同时带 5 个电话机。
1.3.4 荧光灯
荧光灯是另一个特殊负载,用一个特殊的称为镇流器的电源驱动。灯管就有很多类型,不同长度
灯管和环形灯管,冷阴极大台灯,广场照明的钠灯等等。他们具有不同发光和电气特性,但在他们之
间重要的不同是否具有加热灯丝。不需要灯丝的,仅需要两根导线的称为直接启动灯管;如果有加热
灯丝,还需要增加两根加热灯丝导线称为快速启动灯管。因其他特性相同,这里仅讨论有灯丝的荧光
灯。
荧光灯管是充气的例如充有氩气和一滴水银液体,水银在工作时蒸发成气体。玻璃管内壁涂敷类
似显象管的荧光物质。工作时电压通过气体加在管两端,灯管实际上有一个阴极和一个阳极,但加在
灯管上是交流电,不必要区分正负。用交流可减少电极的电蚀。
必须有足够的启动电压才能使灯管内的气体电离,也就是说电离形成等离子。等离子发出紫外线
光,激发了涂敷在管内壁的荧光物质转变成可见光。它比利用高温加热发光的白炽灯发光效率高。
灯管内的水银是剧毒物质,请不要随地将灯管打破,否则严重破坏环境。
当灯管关断时,它呈现高阻抗,因为水银是液体,需要高压启动。冷阴极型(即没有灯丝)就需
要一定时间高压以后导通它。带有灯丝需要加热灯丝,应用数百毫秒时间加高压,预热大大地降低了
灯管的寿命。由于早先电子镇流器忽视这个问题,电子镇流器业发展较慢。
在灯丝预热加上高压以后,灯管导通。一旦灯管导通,灯管近似像一个稳压管,如流过灯管的电
流加倍,但灯管端电压或许只变化 10%。管子通过加倍的电流,当然亮度也加倍,寿命也因此降低。
因此需要一个镇流器,保持灯管亮度,同时使电压、电流保持在灯管厂家规定的允许范围之内。
在导通状态,灯丝仍然发热,但已远小于预热时的功率。灯丝是电阻丝,可减少灯丝电压减少发
热,而延长灯管寿命。
负载时各式各样的,可见,不研究负载特性去做电源是不可能做好的。
1.4 安全
研 究 、 开 发 和 使 用 电 源 , 当 然 要 与 交 流 电 网 高 压 打 交 道 。 常 常 碰 到 不 仅 是 交 流 高 压
(220V/380V),而且还要遇到 300V/500V 直流。因此使用和操作人员应当时刻注意到用电的人身安
全。国际及各国都制定了电气设备的安全标准。
5
应当知道,触电时是电流危及生命,而不是电压。人体感觉到刺激的电流 1mA,通过人体的电流
达数十 mA 以上时,肌肉就产生收缩抽搐现象,使人体不能自己离开电线。将使心脏丧失扩张和收缩
能力,直至死亡。但各人对电流的敏感程度相差较大。如表 1.2 所示。
究竟多大电流、多长时间造成死亡尚不明白。为防护触电,许多国家规定允许触电电流与时间的
乘积为 30mAS。各国规定允许触电电压如表 1.3。
不管怎样,应当注意安全问题。首先,应避免带电操作。即转接电路时,应当在断电情况下接
线。如果高于 50V 直流,应一只手接触电路,一只手放在背后,避免电流经一只手流经心脏,再流过另
一只手构成回路。
同样的理由,对地通路
不导电。如果你的皮鞋橡胶
底破了,就不必再穿了。
在许多电源中,由电网
输入(220V 或 380V)直接
整流滤波,或经过 PFC 变换
输出高压直流提供 DC/DC
变换器。有时需要测量电路
波形。你是否知道示波器的金属外壳是接地
的?你是否还知道示波器输入地与外壳是相
连的?你是否还知道交流电网的中线、地线
的连接方式?如果你不知道,就可能在测量
操作被电击或损坏被测电路元件。作者曾多
次经历过这样的事例:用示波器观察直接由
单相电网可控整流电路,而造成操作者触电和烧毁可控硅整流器,还有甚至损坏了控制电路。其中一
个是示波器与整流器同一交流电源供电,示波器虽然有三线插头,但是配电电路地线与中线是相连
的,这就造成示波器接地外壳将被测电路短路。
表 1.2
DC(mA)
AC(mA)
50Hz
10kHz
男
女
男
女
男
女
不太痛苦
5.2
3.5
11
0.6
12
8
有痛苦感
62
41
9
6
55
37
痛苦难忍,肌肉不自由
74
50
16
10.5
75
50
呼吸困难,肌肉收缩
90
60
23
15
94
63
表 1.3
一般场所
潮湿场所
其它
德、澳 65V
日、瑞典 25V
移动设备 25V(IEC)
英国 55V
法国 24V
德国 24V(家畜)
日、瑞士、法国、
瑞典 50V(IEC)
英国 45V(住宅)
我国国家规定安全电压 12~50V,由有关规程和使用环境选
用。航空 30V
从安全考虑,示波器必须三线制供电,即相、中和地-三线插头。为了避免短路,示波器应当用
一个变比为 1:1 的隔离变压器隔离供电,这就避免了接触任何高电位。即便如此,在检测高于表 2 所
示安全电压的路时,也应当在断电的情况下转换测试点。
如果电路中直流高压大电容,在断电情况下,即使设置了放电电阻(一般在大电容上并联大电
阻),仍需等待一定时间,要确认电容电压是否完全放电后,才能进行电路操作。
实验室内的桌面应当有绝缘垫,座椅最好不是导电材料。地面也应当良好绝缘。
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17
第三章
元件选择
开关电源在选定电路拓扑以后,就要进行电路设计。根据技术规范计算电路参数,再根据电路参
数选择电路元器件。整个电路设计主要是正确选择元器件。而元器件有各自的属性:电压、电流、功
率以及时间参数。但在教科书中很难找到电路设计计算参数与元器件参数之间的关系,不知如何选择
恰当的元器件。例如你计算出电阻上损耗是 0.7W,你就选一个 1W 电阻。如果电路中电阻消耗的功率
是 1W 的很短脉冲,并不需要 1W 定额的电阻。但是你怎样确定一个 0.5W 或 0.7W 电阻就可以承受这
样的脉冲呢?
在开关电源中很多像这样的元件选择问题。这样的问题一般是靠经验,或向有经验的人求教,当
然查阅手册是免不了的。这里介绍开关电源中常用元器件使用中的问题,以供读者参考。
3.1 电阻
电阻是最常用的电子元件,选择时还应当注意如下事项。
3.1.1 电阻的类型
按电阻材料分,目前在电子电路中使用的电阻有碳质电阻、碳膜电阻、金属膜电阻、金属氧化膜
电阻、线绕电阻、压敏电阻和温度电阻(PTC-正温度系数,NTC-负温度系数)。电阻的一般特性
如表 3.1 所示
表 3.1 电阻阻值范围和温度特性
类型
代号
功率范围
阻值范围
温度系数
温度系数
固定碳膜电阻
RT
0.1~3W
1Ω~22M
�2~5%
350~1350ppm/�C
精密金属膜电阻
RJ
0.1~3W
1Ω~5.1M
�0.5~5%
25~100ppm/�C
精密金属氧化膜电阻
RY
0.25~10W
0.1 Ω ~150k
�1~5%
100~300 ppm/�C
线绕电阻
RX
0. 5~10W
0.01 Ω ~10k
�1~10%
25~100 ppm/�C
贴片电阻
0603 0805
1206
1Ω~10M
�1~5%
100~200 ppm/�C
水泥线绕电阻
RX
2~40W
0.01 Ω ~150k
�1~10%
20~300 ppm/�C
功率线绕电阻
RX
10~1000W
0.5Ω~150k
�1~10%
20~400 ppm/�C
薄膜排电阻
0.25/4,14
10Ω~2.2M
�1~5%
100~250 ppm/�C
零欧姆跳线
0.125~0.25
0Ω
�1~5%
电位器
6,8,10
100Ω~1M
�20%
200 ppm/�C
碳值电阻使用最早,功率等级相同其体积比金属膜电阻大,今天还比金属膜贵。金属膜电阻与碳
值电阻具有相同的频率相应。金属氧化膜与金属膜电阻相似,但温度系数比较大。还有线绕电阻。尺
寸从体积较小的
1W 电阻到 1kW
的可变电阻。这
些电阻之所以称
为线绕电阻是因
为它是用高阻的
电阻丝绕成的,
通常绕在一个瓷
管上,可以想象
为 一 个 螺 管 线
圈,因此它具有
一定的电感。它
也可用相等匝数
相反方向绕,这
种线绕电阻具有
很小的电感量,
通常称为无感电
阻。线绕电阻能
承受更大的脉冲
功率。表 3.2 列
出了各种电阻和应用场合。
表 3.2 主要电阻选择指南
类型
可能应用场合
碳值
没有限制,可用金属膜电阻代替
金属膜
一般应用,应用广泛
线绕(有感,滑线电阻)
负载电阻
线绕(无感)
用于高频电流采样,如开关电流波形
分流器
用于大电流采样
PCB 线
当成本比精度更重要时用于电流采样
各种电阻温度系数不同,采样电路不应当使用两种不同类型的电阻。
3.1.2 电阻值与公差
电路设计时,有时你计算出电阻值为 15.78kΩ,87.45Ω。这些怪异电阻值有标称值吗?实际上。
电阻的标称值近似以 10 进对数分布的,如 1kΩ,10kΩ等。根据公差不同,有不同的 10 进电阻标称
值。
表 3.3 公差为 5%电阻标称值
1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 (1.7) 1.8
2.2 2.4 2.7 3.3 3.6 3.9 4.3 4.7
5.1 5.6 6.2 6.8 (7.5) 8.2 9.1
以前使用得最多的是公差 5%的电阻。标称值如表 3.3 所示,
例如标称值 1.2,表示 1.2Ω,12Ω,120Ω,1.2kΩ,12kΩ,120k
Ω,1.2MΩ等等。但是,今天插件的 1%电阻也比较便宜,并最容
18
易买到。没有理由不采用 1%电阻。一般以色圈表示电阻的阻值、公差,有些还表示可靠程度。电阻
色环意义如图 3.1 所示。
产品设计时,采购人员希望元器件品
种越少越好,同
一标称值元件越多,批量越大,成本越
低。在小功率控
制与保护电路中,如果没有特殊要求而又
对电路性能没有
明显的影响,尽量采用相同的标称值,这
样可降低电源成
本。如果你做一个分压器(即电阻比),
其中一个总可以
采用 10kΩ电阻。
在印刷电路板上可以应用多大电阻?
实际上,最大阻
值受印刷电路板两点之间的绝缘电阻有
关。特别是表面
贴装的元件,电阻引线端距离很近,严重
时,两端之间漏
电流可能达到等效 1~10MΩ电阻。因
而,你如果要放
一个 100MΩ到电路中,它与漏电阻并
联,最终你只得
到 1~10MΩ,而不是 100MΩ。例如运
算放大器的反馈
电阻就有相似的问题。所以除了特殊要
求,一般避免采
用 1MΩ以上电阻。如果一定要 1MΩ以上电阻(例如从输入电网取得偏置电流,又不希望电流太大)
时,可以用多个 1MΩ电阻串联,以增加漏电距离。
数字 10 方次 公差 可信度
图 3.1 电阻色码意义
1,2,3 环色环黑棕红橙黄绿兰紫灰白
分别为 0~9-数字环和方次。4 环公差
5%为金色,10%为银色。1%,2%,3
%,4%分别为棕红橙黄。5 环表示
1000 小时损坏%,棕红橙黄分别表示
1,0.1,0.01 和 0.001.
3.1.3 最大电压
不管你信不信,电阻有最大电压定额。它并不是功耗决定的,而是电阻可能引起电弧。当采用表
面贴装电阻时,这个问题特别严重,因为电阻两端特别接近。如果电压大于 100V,应当检查接近高压
的电阻的电压定额。如果一个耐压 500V 的电阻,可靠要求高时,只用耐压的一般,通常采用两个以
上电阻串联减少电阻电压定额要求。
3.1.4 功率定额
大家都知道不会让 1/4W 电阻损耗 1/2W。但什么是 1/4W 电阻?军方为增加电阻可靠性,不允许
电阻损耗大于额定功率的一半(不管碳值还是金属膜)。为了满足这个要求,电阻生产公司供给军用
的电阻自己减额,例如,不会让军用电阻损耗功率超过军用电阻定额的 70%。这就是说将 1W 电阻标
为 0.5W 为此某些公司专门生产军用型电阻(即 RN55 或 RN60)总是减额 50%。即实际 1/2W 的电阻
他们叫做 1/4W,完全搞糊涂了,外观看起来像一个 1/4W 电阻,你还得仔细查看手册是不是你需要的
电阻。
我们让 1/4W 电阻损耗 0.25W,在手册标明电阻能够处理这个功率。然而,太热了-线绕电阻定
额工作温度可能为 270℃,根本不能触摸,温度太高,并产生较大数值漂移。
军用电阻仅是稳态工作定额的功率一半。
让 1W 线绕电阻损耗仅 1W 功率,这种限制仅仅是稳态(即许多秒或更长时间)要求。对于短时
间,线绕电阻可以处理比额定功率大许多倍而不损坏。对于其它电阻类型电阻并不如此。你应当严格
遵循其最大功率定额,尽管短时间没有问题,例如 100mW 非线绕电阻损耗 100mW 功率持续 100ms。
例子:有一个 100ms短脉冲加在一个 10Ω电阻上。功率P=(40V)2/10=160W,是不是需要 200W的
电阻?Dal提供选择电阻的指南(表 3.4)。运用这个表,首先我们计算进入到电阻的能量,E=P×
t=160W×0.1s=16J,然后能量除以电阻,E/R=16J/10=1.6J/Ω。从表的第一栏找到每Ω焦耳大于计算值
的项:第一个是 2.46J/Ω.向右找到大于 10Ω的电阻是 10.11Ω。再向上求得这可能是G-10 电阻,它是
10W较大富裕的容量。Dal指出,这只是对 100ms脉冲且是线绕电阻有价值的。长脉冲应根据“短时过
载”定额,而非线绕电阻取脉冲定额 4 倍于稳态定额。
3.1.5 可变电阻
可变电阻是实验室可变功率电阻的一般名称。功率范围在数十瓦到 1kW 之间,作为可变电阻,可
以用滑动臂短接部分线圈电阻,很明显,如果用电阻的一半,也只能损耗一半功率。如果 300W 变阻
器,一半电阻你不能让它损耗大于 150W 的功率。实际上,你应当根据变阻器功率和阻值计算出变阻
器允许的电流,只要允许电流不超过变阻器的电流限值,就大可不必担心调节负载时烧坏变阻器。但
是,在调试有时未必能注意到负载电流大小,仍有可能超过电阻功率限值,最好的解决办法是与变阻
器串连一个算好功率的固定电阻,这样即使可变电阻调到零,也不会损耗太大。
3.1.6 电阻的电感
19
如上所述线绕电阻是有电感的,即使碳膜、金属膜或金属氧化膜等为增加阻值,通常刻成螺旋线
增加电阻几何长度,也是具有电感量的。小功率电阻一般用在控制电路中,除非是用来检测电流,一
般不注意电阻的电感问题。一般线绕电阻具有一定电感量,在典型开关频率显得感抗相当大,感抗可
能大于电阻值,在电流跃变部分出现很大尖峰,不能正确反应电流波形和给出正确的电流读数。
某些制造厂生产一种特殊的线绕无感电阻,具有很低的电感(虽然不为零),当然这种电阻价格
稍高些。
3.1.7 分流器
当要求检测电流时,可以采用霍尔元件、电流互感器。霍尔原理的电流互感器价格太高;电流互
感器只是用于检测交流电流或脉冲直流电流的磁性元件。成本虽然比霍尔元件低,但也比较复杂,也
不能测量恒定直流电流,测量直流电流通常采用分流器。分流器是一个温度系数几乎为零(锰铜)的
金属条。分流器的尺寸按需要定。分流器是一个电阻,也具有电感,这就限制了它的应用。作为例
子,100A 电流在分流器时满载产生 100mV 压降,(英美标准满载电流电压是 100mV 或 50mV,中国是
75mV)。其电阻为 100mV/100A=1mΩ,分流器用金属大约 2.5cm 长,具有电感为 20nH。这样器件的
传递函数在频率为 f=1mΩ/(2π×20nH)=8kHz 时为零。为减少电感的影响,可以加大检测电压
(增加电阻值)或用多个金属条叠装并联来减少电感。在后面将讲到用差动放大消除分流器电感对的
信号影响。
有时接在电流通路中的检测电阻比较小,连线电阻(或压降)可以和检测电阻比较,大大影响测
量精度,且不易控制。为了减少连线电阻影响,在设计 PCB 布线时,应当从检测电阻端专门用两根信
号线接出电流信号,决不要就近接地,单独引出。为避免单线检测,制造商利用分流器原理生产专用
检测电阻-四端电阻,在检测电阻两端再引出两个检测信号线,提供信号输出。
PCB 导电线是一段铜箔,当然它也有电阻。有时测量精度要求不高,PCB 电路线电阻作为电流检
测电阻。在这种情况下,既没有附加大的损耗,也不提高成本。当然,电阻精度由 PCB 线的尺寸精度
决定,应当记住铜的温度系数约为 0.4%/℃,温度升高监测电压会随温度增加。如果铜皮厚度为 35μ
m,室温下铜皮线的电阻由如下公式决定
)
(
5.0
�
�
m
d
l
R
式中 l,d-PCB 线长度和宽度。如果铜皮厚度为 70μm,上式中系数 0.5 更改为 0.25 即可。
3.2 电容和它的应用
在电源中应用相当多种类的电容,输出和输入滤波电容、高频旁路电容、谐振缓冲电容、电磁兼
容滤波电容以及振荡定时电容等等。并且每种应用对电容要求不同,使用的电容种类也不同。如果你
想完成你的电源设计,你必须在不同地方选择不同的电容。表 3.5 列出了电容选择参考。
表 3.5 电容的选择指南
类型
主要应用
铝电解
当需要容量大,而且体积不重要时,像变换器的输出与输入电容。
钽电容
应用于相当大的电容量,像变换器输出和输入电容。
陶瓷电容
用于定时和信号应用
多层陶瓷电容
用于最低 ESR。(即在变换器输出与输入电解旁并联)
塑料薄膜电容
用于高 dV/dt,像准谐振变换器。
3.2.1 电容的类型
用在电源输出和输入端的最普遍的是电解电容。可以买到不同类型电解电容,但最常应用(最价
廉)是铝电解电容,常说的电解电容就是指铝电解电容(CD)。还有鉭电解电容(CA),有固鉭和液鉭。铝
电解有非常多种类,并有你所需要的电压定额和容量(mF,和数百 V 电压),但尺寸比较大。
钽电容比铝电容具有好得多的高频特性,但价格贵而且电压限制在 100V 和容量数百µF 以下。中
功率电源输入最好选择铝电解电容,而输出低压采用贴片钽电容。当然贴片比插件的容量小而电压
低。
定时和高频旁路通常采用陶瓷电容,有瓷介电容和瓷片电容(CC)。容量在几个 pF 到 1µF。还能够
买到 MLC(多层陶瓷)型电容,多层电容的 ESR 极低且容量大,容量可达几百µF,可以代替钽电
容。
20
另一类是塑料介质电容,有聚乙烯、涤纶(CL)、聚丙烯(CB)、聚四氟乙烯(CF)、聚碳酸脂等薄
膜电容。特别是聚丙烯用于很高的 dv/dt 电路中,像准谐振变换器和缓冲电路。纸介电容(CZ)高频交流
损耗大,一般只用于低频滤波电路。
3.2.2 电 容 的 标
准值
不像电阻那
样,电容仅有少
几个标称值:
1.0,1.2,1.5,
.8,2.2,2.7,
3.3,4.7 和 6.8
等,这主要是因
为电容的公差比
电阻大。偶尔有
5.6 和 8.2。所以
你在计算时间常
数或环路补偿时,电容选择一个标称值,然后选择电阻达到你需要的时间常数,这要比用几个电容合
成一个特殊值价廉得多。
数
1
表 3.6 各种电容使用的频率范围
低 频 区 中 频
区 高 频 区
聚苯乙烯,聚丙烯
云母,低损陶瓷、玻璃电容
高介陶瓷(独石)
聚酯
纸介
钽电解
印刷电路上应用最小电容和最大电阻一样,也有限制。印刷板上两个靠得很近的导体之间的分布
电容,可能掩盖了你要接入的电容。所以除非特别小心处理,一般不要用小于 22pF 以下的电容。
3.2.4 公差
电容不象电阻可以做到很高精度,一般有为 10%的公差,而电解电容误差更大。必须当心电解电
容,证实产品是好的。仔细检查在整个工作温度范围内的误差,某些电容在-40℃时容量损失达
80%。色码电阻的容差符号如表 3.5 所示。
表 3.7 色码电容误差值
F
G
C
D
J
K
M
Z
± 1 ﹪
± 2 ﹪
± 0.25pF
± 0.5pF
± 5 ﹪
± 10 ﹪
± 20 ﹪
+80 –20﹪
3.2.5 ESR 和功率损耗
在电容手册中规定了电容的等效串联电阻(ESR),或者给出规定频率(例如电解电容为 120Hz)测
试的损耗角tanδ=ωCRESR。而你将它使用在高频电路中,例如用在 100kHz,这时电容的ESR是多少
可能使你感到为难。而ESR与频率、温度和电压定额有关。在-25℃几乎是 25℃时的 3 倍。为预测电
容的ESR,你必须知道工作频率时相差不大于 1 个数量级的ESR数据。
例如,一个电源 100kHz的电流纹波峰峰值 1A,输出电压纹波峰峰值为 50mV。变化的电荷量为
1A×(1/100kHz)=10μC,要是电容没有ESR,需要电容量为C=Q/U=10μC/50mV=200μF。假定采用
两个 100μF电解电容。100μF电容室温下典型的ESR为 100mΩ。为了将纹波降低到 50mV,需要ESR
=50mV/1A=50mΩ,两个 100μF并联获得(这里仅考虑ESR的影响,如果再考虑电容量和ESR一起
对纹波电压影响,应当为 3 个 100μF电容并联)。但是在-25℃时一个电容的ESR为 300mΩ,实际
上需要 6 个电容。在低温时 6 个电容 50mV,由于电容纹波电压仅 17mV,而电阻和电容的压降不同
相,所以总的纹波电压大约Upp=[(502+172)]1/2=53mV。显然设计的滤波器很大。高频时ESR比电容量更
主要,一般根据允许的纹波电压和预计的ESR选择电容量。
由于ESR存在,在电容充放电电流产生电阻损耗(ESR)I2,引起电容发热,这是影响电容寿命的主
要因素。这里电流是有效值。
有资料介绍,就目前生产的铝电解电容在很大电压范围内,大量统计得到常温下ESR×C=50~85
×10
-6(s)。一般初始计算时取其平均值 65×10
-6(s)。再根据允许电压纹波选择电容量。选择了电容量
以后,再根据电压定额修正ESR值。提供闭环稳定性设计。
3.2.6 老化
电解电容的电解质干涸而失去容量,这就是电解电容的老化。当容量超出容差范围,判定电容的
寿命终止。通常规定电解电容工作温度 85℃寿命 1000 小时和 105℃寿命 2000 小时。很多电子设备的
21
MTBF(Mean�Time�between�Failures)主要由电容的寿命决定。但规定寿命“1000 小时”实际上说明
电解电容一些问题。如果将电源在高温下运行,或运行许多年,你需要找一个电容至少标定电解电容
2000 小时,最好 5000 小时。那么接近老化定额时电容发生了什么?电容容量下降,电源纹波增加,
直至电源不满足规范。你等不到 1 年看到电容的如何损坏,但是加速寿命试验很快显示出电容之间寿
命的不同。
电解电容的寿命与温度有关,电容的寿命随温度上升 10℃下降 1 倍,所以 85℃寿命 2000 小时,
而在平均温度 25℃时寿命为 2000×2
6=128000=16 年。这里用的是平均温度,不是最大温度,也不是额
定温度。除此之外,你将发现卖不到满足整个寿命规范的电容。
因为电容老化与温度紧密相关,所以电容安装时尽量不要靠近功率器件和发热源,同时通风良
好。多个电容安装在一起时,电容之间应当留有空隙。不同外形尺寸的电容间距离为φ40 以上>5mm,
φ18~35 应>3mm,φ6~16 为>2mm。
dv/dt
在准谐振变换器中,通常采用不同类型的金属化塑料电容。在这种场合,谐振电流在ESR上损耗
很大,这就是电容尺寸的限制因素。而电容用纹波电流来定额,基本上决定于ESR的I2R损耗和封装的
散热性能,塑料电容有dv/dt(因为电荷Q=C×V,电流I=dQ/dt=Cdv/dt)等效定额,为了证实你的电容
定额是恰当的,需要在电路中测量。不论是测量通过电容的电流,还是它的
dv/dt,取决于电路组态-你需要宽带放大器精确测量dv/dt,但你需要一个测
量电流的可能引入不必要电感的环路。总之,要确认你得到你用的电容dv/dt
定额。否则电容可能自损坏。
图 3.2 电容串联实际方法
3.2.7 电容串联
如果不能得到相应电压的电容,是否可以将电容串联?当电容串联时,形
成一个分压器。应当用电容量相同的电容器串联。为了均压,在每个电容上并
联一个相等的电阻(图 3.2)使得电压平衡。电阻上流过的电流工程上应比电
容器的漏电流大 5 倍以上来选择电阻,以避免漏电流偏差影响均压。
3.3 输出整流
3.3.1 肖特基二极管
在输出低压低的变换器中肖特基作为输出整流管是最好的,因为它正向压降低,又没有反向恢复
时间,正确吗?虽然它确实正向压降低和没有反向恢复时间,但肖特基二极管在阴极和阳极之间通常
有较大的电容。随加在肖特基上电压变化对此电容必然存在充电和放电(当肖特基几乎没有加电压
时,电容最大)。这种现象非常像普通二极管的反相恢复电流。视电路不同,也可能其损耗比用一个
超快恢复整流管时损耗大得多。
还应当注意此结电容,虽然电荷 Q 低,仍然可能与电路中杂散电感引起振荡,在某些谐振设计中
利用此特性做成软开关。所以与普通二极管一样有必要给肖特基加一个缓冲电路,这样增加了损耗。
此外肖特基在高温和它的额定电压下有很大的漏电流。漏电流可能将正激变换器次级短路,这也许就
是锗二极管漏电流太大而不用的原因。因为这个缘故,为使反向电流不要太大,只能用到肖特基额定
电压的 3/4,温度不超过 110℃。
高压肖特基与普通二极管正向压降相近。你就没有必要一定要用这样的器件。如果今后技术发
展,高压肖特基二极管确实比双极型二极管正向压降低,则另当别论。
3.3.2 二极管
设计一个 12V 输出,16A 电流,能否用两个 10A 定额的二极管并联?由于二极管正向压降的负温
度系数特性和正向压降的离散性,结果一个电流较大的二极管,损耗加大而温度高,正向压降降低电
流继续加大,正反馈,最后导致一个二极管流过全部电流而烧坏,记住了吗?所以虽然能将二极管并
联但应当注意热平衡(即确保它们之间最小的热组)。如果用两个分立二极管实际上这样做不会很成
功。要是两个二极管做在一个芯片上,具有相同的热和电气特性。可以做到较好均衡。
MOSFET 压降具有正温度特性,使得并联容易。
3.3.3 反向恢复
肖特基没有反向恢复时间,而所有双极型二极管都有反向恢复问题。它是在二极管正向导通电流
IF关断时刻,由于少数载流子存储效应不能立即消失,还能在短时间trr=ta+tb(图 3.3)流过反方向(即由
22
阴极到阳极)电流,这个时间trr�叫做反向恢复时间。图 3.3 图解了这个异常现象。在ta时间内反向电流
上升到最大值,在变压器的漏感和引线等寄生电感中存储能量(图 3.4),此后(tb),二极管开始截
止,迫使电路中电流减少,存储在电感中的能量释放,与相关电路分布电容形成振荡,产生严重的振
铃现象,这对变换器效率、电磁兼容造成极大影响。根据反向恢复时间将二极管的分成不同等级(普
通整流管、快恢复,超快恢复等等)。高频变换器在输出级峰值电压 50V以上总是采用超快恢复二极
管,50V以下采用肖特基二极管。输出电压低时采用同步整流MOSFET。同步整流的MOSFET的体二
极管恢复速度很慢,通常大约为 1μs。它不适宜作为整流管。这就是为什么通常用肖特基与同步整流
MOSFET管并联:在MOSFET关断时肖特基流过几乎全部电流,这意味着体二极管不需要反向恢复。
IF trr
t
IR
ta tb
图 3.3 双极型二极管反向恢复特性
快速二极管损耗小,是否越快越好?但是如果是电网整流二
极管用超快恢复二极管不是好主意。问题是快恢复时间产生快速
下降沿,引起电磁干扰。在这种情况下,最好还是采用普通的恢
复时间 5~10μs 的整流管。
高电压定额二极管比低电压定额的二极管有更高的正向压降
和较长的恢复时间。这就是为什么在满足电路要求的前提下,尽
可能选择较低定额的整流管。大电流定额的二极管比小电流有更
长的恢复时间,大马拉小车也不是好主意。
3.4 功率晶体管(GTR)
+U -U -U +U
初始电流方向
随后电流可能方向
图 3.4 在电流从阳极流向阴极之后,在阳极-阴极之
间加反向电压,电流由阴极流向阳极
目前使用的功率开关晶体管也称 GTR(巨型晶体
管),有功率双极型晶体管(BJT)、MOSFET 和
IGBT。开关电源中功率管主要关心器件的导通电阻
(或压降)和开关速度。功率晶体管的导通压降和开关
速度都与其电压定额有关。电压定额越高,导通压降越
大,开关时间越长。因此,在满足 1.2~1.5 倍工作电压
外,尽可能选择电压低的器件。
3.4.1 双极型晶体管(BJT)
功率双极型晶体管输出特性有一个以集电极最大电流ICM,集电极最大允许损耗PCM,二次击穿特
性Is/b和集电极-发射极击穿电压U(BR)CEO为边界构成的安全工作区(SOA)。不管在瞬态还是在稳态,
晶体管电流与电压轨迹都不应当超出安全工作区对应的边界。同时边界限值与温度、脉冲宽度有关,
温度升高有些边界还应当降额。
许多小信号BJT二次击穿特性在ICM,PCM,U(BR)CEO为边界的安全区以内。同时小信号BJT没有开
关工作规范,列出最大直流集电极电流,但没有与脉冲电流有关的曲线。如果没有给你电流脉冲电流
定额,可假定器件能够处理脉冲电流是额定直流的两倍比较合理。如果这是按照保险丝电流来定额,
脉冲电流幅值与脉冲持续时间有关;事实上,电流限制是限制局部电流过大。短路时不超过 2 倍直流
电流最安全。
大电流 BJT 功率管(不包括达林顿)的β一般较低,BJT 的β与电流、老化、温度以及电压定额等
参数有关。一般取最小β=5~10。
不要忘了集电极漏电流,每 10℃增加 1 倍。这将引起截止损耗。
为降低晶体管的导通损耗,一般功率管导通时为过饱和状态。但这样增
大了存储时间,降低开关了速度。为了减少存储时间,晶体管在关断时一般
给 B-E 极之间加反向电压,抽出基区过剩的载流子。如果施加的反压太
大,B-E 结将发生反向齐纳击穿。一般硅功率晶体管 B-E 反向击穿电压为
5~6V。为避免击穿电流过大,需用一个电阻限制击穿电流。
为了快速关断晶体管,采用抗饱和电路,如图 3.5。电路中集电极饱和电
压Uce=UDb+Ube-UDc。如果UDb=Ube=UDc=0.7V,则Uce=0.7V,使得过大的驱
动电流流经集电极,降低晶体管的饱和深度,存储时间减少,关断加快。如果允许晶体管饱和压降
大,饱和深度降低,二极管Db可以用两个二极管串联,则晶体管饱和压降大约为 1.4V准饱和状态,很小
的存储时间,关断时间缩短,但导通损耗加大。
Dc
I
Db
图 3.5 抗饱和电路加速
关断
双极型功率管电压电流定额越大,开关速度越慢。例如采用抗饱和等加速开关措施后,
U(BR)CEO=450V,50A开关管可以工作在 50kHz,损耗可以接受。
23
3.4.2 MOSFET 晶体管
场效应晶体管有结型和 MOS(Metal Oxide Semiconductor)型。功率场效应管一般是 MOSFET。而
MOSFET 还有 P 沟道和 N 沟道。较大功率一般不用 P 沟道,因为与 N 沟道相同电流和电压定额的管子
导通电阻比 N 沟道大,同时开关速度也比 N 沟道慢。
MOSFET 内部结构源极和漏极对称的,且可以互换的。只要在栅极和源极(漏极)之间加一定正
电压(N 沟道),就能导通。因此 MOSFET 也常用于同步整流,它能双向导通电流。
损耗
损耗有三个部分:导通损耗,栅极损耗和开关损耗。
导通损耗
MOSFET完全导通时,漏-源之间有一个电阻Ron上的损耗。应当注意手册上导通电阻
测试条件,测试时一般栅极驱动电压为 15V。如果你的驱动电压小于测试值,导通电阻应比手册大,
而 且 导 通 损 耗 P=RonI2 也 加 大 。 同 时 你 还 应 当 知 道 导 通 电 阻 随 温 度 上 升 而 增 加 , 典 型 为
,T-结温。所以如果你要知道实际结温,根据热阻乘以损耗求得结温,再根
据新的热态电阻求得损耗,如此反复迭代,直到收敛为止。如果不收敛,损耗功率太大。
25
25
007
.1
)
(
�
�
�
T
R
T
R
栅极损耗为驱动栅极电荷损耗。即栅极电容的充放电损耗,它不是损耗在MOSFET上,而是栅极
电阻或驱动电路上。虽然电容与栅极电压是高度非线性关系,手册中给出了栅极达到一定电压Ug的电
荷Qg,因此将此电荷驱动栅极的功率为P=QgVf。请注意这里没有系数 0.5。要是实际驱动电压和手册
对应的电荷规定电压不同,可以这样近似处理,用两个电压比乘以栅极电荷比较合理。要是你的栅极
电压比手册规定高的话,这样做最好。但密勒电容电荷是造成计算误差的主要因素。
开关损耗 随着MOSFET的交替导通与截止(非谐振),瞬态电压和电流的交越导致功率损耗,称
为开关损耗。开关电路中带有电感,电流或电压一般总是同时达到最大时转换,如果电流或电压随时
间线性变化,由此可以推导出开关损耗:在断续导通模式中,损耗为P=IpkUpktsfs/2;而在连续模式中,
此损耗加倍。这里Upk为MOSFET由导通到截止时漏-源电压(和截止到导通的连续模式);Ipk为漏极
峰值电流;ts为开关过渡时间;fs为开关频率。这就是为什么栅极驱动越“硬”损耗越低。
从损耗的角度希望驱动越硬越好,也就是要求驱动波形的前后沿陡。但因为MOSFET的输入是一
个电容,驱动波形越陡,即开关时dUg/dt越大,就意味着必须要求驱动电路提供很大的驱动电流,驱
动信号源内阻越小越好。但是开关速度越快,栅极电路微小寄生参数就会兴风作浪,而EMI问题越突
出。
总之,MOSFET 的总损耗是通态、栅极电荷和开关损耗之和。而总损耗中仅仅是第一和第三项是
损耗在 MOSFET 上的。用这个方法计算损耗,就可以用封装的
热阻计算 MOSFET 是不是过热还是凉的,要是不对,那你肯定
算错了。
从降低开关损耗的观点要求驱动波形前后沿越陡越好,驱动
源是理想电压源。但是,除了带有驱动电路的功率模块以外,栅
极驱动电路不可能与栅极连线最短,连线电感是不可避免的。线
路电感与输入电容在驱动电压激励下引起严重的振荡,使驱动无
法正常工作。为此,一般总在MOSFET栅极串联一个电阻,对振
荡阻尼在可接受范围内。但是,电阻的加入破坏了驱动的电源压
特性,限制了驱动电流,降低了前后沿陡度,驱动波形前沿出现明显指数上升特性,并在驱动达到
MOSFET开启电压UT时,由于漏-栅电容放电的密勒效应造成栅极电压“打折”(图 3.6),加大导通
损耗。在关断时,密勒电容的放电效应,使得关断延缓或误导通,增加了关断损耗。因此,栅极电阻
不能太大,只要抑制振荡就行。从根本上应当尽量缩短栅极与驱动连接距离。
Ug
t
图 3.6 非理想电压驱动源栅极电压波
形
但如果两个 MOSFET 并联,可能你仍用一个电阻,或许用它原来的一半。不,这样不行,即使有
另外限流措施,如磁珠串联,仍必须每个栅极一个电阻。原因是两个 MOSFET 有各自的栅极电荷和引
线电感,形成一个欠阻尼振荡网络,而观察到并联的 MOSFET 有 100MHz 振荡!如果用一个数字示波
器,并不注意此振荡,你可能看不到它们,但它们引起损耗,当然也引起 EMI。栅极电阻主要是用来
阻尼栅极振荡。
为了避免振荡,在栅极-源极之间并联一个 20V 稳压二极管,有人用 40V 驱动栅极,使栅极电容
充电更快地通过开启电压。当达到 20V 时,箝位二极管击穿保护栅极电压不要超过它的最大值,这样
消耗了更大功率。正确的方法是用低输出阻抗的源驱动栅极。要是功率 MOSFET 导通时间 10ns 的驱
动最好。
24
功率 MOSFET 可以工作范围很广,低电压下几十瓦达 1MHz 以上;数千瓦可达数百 kHz。低电压
器件导通电阻很小,随电压定额提高,导通电阻随电压增加指数增加。利用这一特性低电压用于同步
整流,也可将低电压 MOSFET 串联在 BJT 发射极,利用 MOSFET 的开关速度,利用 BJT 的电压定
额。图 3.6 是这种组合的实用的例子。
图 3.6 中U为MOSFET和BJT驱动电源。T为BJT的比例驱动电流互感
器。PWM信号驱动MOSFET(Tr1)。当MOSFET导通时,导通压降很小,
将BJT的发射极接地,驱动电源U通过限流电阻R迫使BJT初始导通,一
旦BJT开始导通,设置在BJT集电极的电流互感器T在初级流过电流Ic,在
次级正比感应电流经D1注入到BJT基极。一般互感器变比 1/n<(1/β),
例如n=1:10,而BJT的最小β=15。这样互感器注入到BJT的电流产生更大
的集电极电流,从而更大的基极电流注入,如此正反馈直至BJT饱和导
通。完成导通过程。
如果先将 MOSFET 关断,首先 BJT 的发射极电位提高造成 BE 结反
偏,集电极电流减少,互感器初级电流减少,基极电流减少,一旦进入 BJT 放大区迅速正反馈关断
BJT。
T Ic
D2
R D1
U Tr2
MOS
FET Tr1
驱动
图 3.6 MOSFET 与 BJT 组合
大电流低压MOSFET导通电阻非常小,开关速度快;而BJT关断时,承受电压是U(BR)CER。例如,
有一个通信电源双路双端正激中采用这种结构。输入电压 550V,峰值电流 23A电路中应用了 60A/50V
的MOSFET和 70A/700V(U(BR)CER)的BJT功率管。开关频率达 50kHz。
高压 MOSFET 也可与 IGBT 或 BJT 并联,驱动 MOSFET 先开通后关断。因为 MOSFET 承担了开
关过渡时间,BJT 或 IGBT 零电压开通与关断;导通时,高压 MOSFET 比 IGBT 或 BJT 具有更高的压
降,负载电流大部分流经 IGBT 或 BJT,只有很少部分通过 MOSFET,减少了导通损耗。尽管如此,
BJT 或 IGBT 的开关时间仍是限制提高频率的主要因素。
3.4.3 IGBT
IGBT 结构相似于 MOSFET 与 BJT 符合管。具有 MOSFET 的绝缘栅极输入特性-电压驱动和相似
BJT 的导通压降。但是由于 BJT 的基极未引出,导通剩余载流子复合时间长,关断时间长-严重拖尾
现象;输出管是 PNP 结构,导通压降一般比 NPN 结构高。器件电压定额一般 500V 以上,电流从数十
安到数千安。最适宜变频调速和高功率变换。电压电流越大,可工作的频率就越低。
3.5 光耦
光耦合器简称光耦。它是有发光二极管与光敏晶体管组合而成的,利用光电效应传输信号。它是
磁以外又一个提供输入和输出隔离传输信号器件,它比磁元件小而价廉。常用于需要隔离的小信号传
输。
光耦是半导体器件,它具有半导体器件共有的属性。应用时应当注意如下问题:
1)传输比:α=Ic/ID。不同的初级二极管电流α是不同的,有非常明显得非线性;
2)传输比和三极管的β一样,离散性很大,同时传输比也与β一样与温度有关,且比β温度系数
大。
3)如果作为开关,有开关延迟。一般延迟 0.2~1μs。如果是光敏晶体管与三极管复合提高传输比
的器件,延迟可达 3~5μs.
4)次级输出管存在暗电流,而且与温度有关。
5)在高压应用时,应当注意隔离电压定额。
3.6 运算放大器
运算放大器简称运放。在学校中讲到模拟技术基础中运算放大器时,很少学生愿意花一点时间去
理解运放的参数。运放参数很多,在开关电源中影响运放性能的主要参数有输入失调、增益、增益带
宽、相移和摆率等等。不管你是否运用运放,但你应当熟悉这些参数。
3.6.1 输入失调电压Uos
图 3.7 所示增益为 11 的同相比例放大器(为讨论方便,输入接
地,但失调的影响应当精确与加入输入端电压时相同)。因为输入端是
接地的,我们可能真以为它的输入也是零伏电压。但 LM2902 具有典型
的失调电压为 2mV(如果不特别说明可能是正,也可能是负)。因此
即使没有输入信号,同相端将实际存在 2mV 输入(正或负)。当然,
如果用在反相放大器,同样的情况也会出现在反相端。此 2mV 好象外部的输入信号一样在输出端将有
9.09k
+
LM2902
-
10k
100k
图 3.7 输入失调电压
25
22mV 输出。此信号与有用信号叠加,如果在同相端引入 100mV 信号,它的输出可能是 100×
11+0.022=1.122V,也可能是 1-0.022=1.078V。很明显,此值与所用的电阻绝对值无关,只与电阻比值
(增益)有关。因此失调电压只在象电流检测 mV 级小信号放大和需要高增益时才显得特别重要。
3.6.2 输入偏置电流
因为运放输入级是一个差动放大器,如果是由双极型晶体管构成,每个晶体管必然有一个偏置电
流,它是流入两个输入端的相同基极偏置电流。LM2902 典型的偏置电流Ib=90nA。如果图 3.7 运放两
个输入端具有相同的输入端电阻 100k//10k=9.1k,对电路没有任何影响。但是如果同相端不是 9.1k接
地,而是 19.1k接地,于是输入电阻有 10k差值,引起直流偏差电压为 90×10=900μV,再乘以增益
10,引起输出 9mV的误差,与失调电压引起的误差可以比较。这就是为什么在两个输入端要用相同电
阻的理由。
3.6.3 失调电流Ios
两个偏置电流之差就是失调电流(可以想象偏置电流是共模电流,而失调电流为差模电流)。仍
用图 3.7 说明失调电流对放大器的影响。与失调电压十分相似。因为运放输入阻抗不是无穷大,加一
个电压在输入端,从源流进很小差值电流。如 LM2902 典型电流为 5nA。这意味着同相端(或反相
端)有 5nA(正或负)电流流入,是两输入端电流差。在图示情况,在电阻 9.1k 上流过 5nA 电流,同
相端看进去电压为 U=5nA×9.1k=45.5μV(也可以是-45.5μV)。如果增益为 10,在输出端有 455μV
输出,这将与输入失调电压相加。可见,如果输入电阻(源电阻和外接电阻)较小时,输入失调电压引
起的误差比失调电流更重要;如果源电阻大时,失调电流引起的误差比失调电压更重要。
3.6.4 减少失调影响的措施
由于失调引起的总误差为
G
R
I
R
I
V
V
b
os
os
�
�
�
�
�
�
�
)
(
)
(
[
式中 G-放大器增益;R-两个输入电阻的平均值;ΔR-两个电阻差。造成失调误差包括 3 各部分:
a.为限制Ios的影响,应尽量减小运放的输入电阻。但是,反馈电阻受运放输出电流限制,普通运放
一般为�5~7mA,如果在你使用的电压范围超过最大电流,运放饱和进入非线性区,输入电阻不
能太小。同时,反相运算时,电阻小意味着向信号源抽取更大的电流。当信号源内阻较大时,降
低了放大器增益。
b.确认输入端电阻对称以消除Ib影响。
c.选择恰当地运放,使Uos最小。遗憾的是,低Uos的运放较高的工作电流,低的带宽,或两者都小。
在工程上,给定运用场合在两者之间折衷。
3.6.5 大电阻限制
如果希望运放很大增益,你可能运用图 3.8 这样坏例子。假定采用的
运放在运用场合有适当地增益带宽(可能这是不真实的,请看下面)-你
真的能得到 1000 增益?可能不是。麻烦不是运放,而是电阻,你把它们
安装在 PCB 上。由于各种原因,它们的漏电流可能超过了流过 10MΩ的
电流量,很低的电阻将其分流。所
所以通常使用电阻如果没有事先规定的
话,一般不超过 1MΩ。可以将电阻减少到 10kΩ,输入电阻减少到 1k
Ω。也可用图 3.9 电路代替。
图 3.9 原理如下:假设在同相端输入端加 10mV,迫使反相端建立
10mV(在计算中不考虑失调)。10mV 加在 10kΩ上,流过 1μA 电流,此电流通过 90kΩ流到 A 点,
在 90kΩ上产生 1μA×90kΩ=90mV,此电压加上反相端电压 10+90=100mV。A 点 100mV 电压,
意味着 1kΩ电阻上有 100μA 电流流过。这个电流(加上 1μA)必须由运放输出端经 98kΩ流出,所
以压降为 98k×101=9.9V。输出电压加上 A 点电压 100mV(0.1V),总输出电压为 10V。增益为
10V/10mV=1000。在这个电路中没有一个电阻大于 100kΩ。
。
3.6.6 增益带宽积
如果用一个运放构成增益为 10 的放大器。用来放大正弦波信号(先不考虑摆率问题),不断增加
正弦波的频率。在某个频率,运放的增益开始下降,运放的输出不再大于输入 10 倍。进一步增加频
率,在某个频率,放大器的输出幅度将与输入相同。这个频率与外部用来建立增益的元件无关,称为
运放的增益带宽。也称增益带宽积。
+V
+
LM2002
-
-V
10k 10M
图 3.8 工作不好的电路
26
当用运放作为电源的误差放大器时,你应当注意这个参数出
现在何处。例如,计算闭环控制结果时,在闭环设计一章详细讨
论,可能在接近频率 20kHz 需要增益 300。运放做成增益 300 也
不坏,大多数运放在 20kHz 工作的很好。遗憾的是两个参数在一
起意味着运放必须具有带宽 300×20kHz=6MHz 带宽,这可能超过
包括典型 PWM 芯片在内的所有运放的增益带宽。由于变换器带宽
达到数十 kHz 这个成了十分注目的问题。在误差放大器中具有不
恰当的带宽的特性,即使通过校正回路补偿,还可能引起变换器
象不稳定等麻烦。
3.6.7 相位移
要是超过普通运放的增益带宽积,还有另外一个问题。随着注入运放的正弦波信号频率增加,输
出信号产生与输入信号之间有些相位移。要是此运放用作变换器的误差放大器,这种传输附加的相位
移减少了相位裕度,即使通过适当地校正,还会引起环路的不稳定。很少制造厂给出运放的相频特
性。相位移取决于运放的内部结构。一般高增益带宽的运放在给定频率比低增益带宽的运放相位移
大。事实上,决定一个运放在特定应用是否超过相位移的实际方法就是测量运放。例如,构成一个运
放组成的跟随器,运用网络分析仪测量相位,参看测试一章。
3.6.8 摆率
如果给运放一个阶跃信号,运放输出由一个输出电平跳到另一个电平变化速率称为摆率。在讨论
增益带宽积的增益为 10 倍的运放时,假定输入信号幅度很小。如果输入电压由零变为 1V,那么输出
也将由零变为 10Vpp。如果输入信号频率为 200kHz,1/4 周期达到峰值,即 0.25×1/200kHz=1.25μ
s,这意味着运放至少需要摆率为 10V/1.25μs=8V/μs,对于普通的运放,特别是低功率器件,不可能
有这样高的摆率。例如�A741 摆率仅 1V/�s。什么时候此参数显得重要?在变换器闭环设计中高带宽
变换器中,如果一个变换器小信号稳定使不够的,它也必须恰当的瞬态相应。当瞬态出现时,误差放
大器输出电平应跟着迅速改变。如果运放不具有这种变化的摆率,你将发现你的变换器是如此之慢。
总之,用作误差放大器的增益带宽积、相位移关系到变换器的小信号性能,摆率关系到大信号、
瞬态特性。
3.7 比较器
比较器有单门限比较器和双门限比较器。单门限比较器一般用于波形变换电路。双门限比较器主
要用于变换的保护电路。
3.7.1 迟滞
双门限比较器也称为迟滞比较器。比较器的失调、偏置与
运放精确相同。但比较器输出是唯一的:要么高电平,要么低
电平,不会在它们之间。(一般不要将运放作为比较器,更不
要把比较器作为放大器)。实际上,因为比较器是一个实际器
件,有时,它在两种状态之间振荡,有时振荡频率很高,这种
现象是比较器没有迟滞。
例子:对于小的迟滞,很容易知道迟滞大小。图 3.10 电路,
因为 1k/100k=0.01,迟滞量是参考电压的 1%。
3.7.2 输出饱和电压
比较器另一个独有的概念是当它输出低电平时,通常不为
零。比较器 LM139 手册指出,如果灌电流为 6mA,规定低电
平为 0.6V。所以当设计迟滞时,要检查输出多大灌电流。如
果大于 1mA,你需要决定包含饱和电压的迟滞电阻值。
如果比较器驱动 NPN 晶体管,饱和电压也是重要的数
值。在低电平 0.7V 足以驱动 NPN 晶体管 BE 极使晶体管导
通,所以不能用比较器直接驱动一个双极型晶体管!为此,你
需要一个阻断二极管和一个下拉基极电阻。图 3.11 示出这种
即使在最坏情况下避免晶体管误导通电路。当比较器拉向低电
+
-
10k
90k 90k
1k
图 3.9 增益为 1000 的实际电路
+V
Vref
-
1k +
100k
图 3.10 双门限比较器的迟滞
V+
+
- 1N4148
LM2901 10k
图 3.11 比较器驱动 BJT 电路
27
平时,即使仅 700mV,二极管导通,抵消运放饱和电压,保持晶体管截止。电阻 10k 是需要的,仅加
二极管,否则基极悬浮,而且可以流过部分漏电流。
28
第四章
仪器使用指南
引言
开关电源开发、生产检验都要使用仪器测试。正确使用仪器设备进行测量,正确读取数据,并利用
获得的数据进行分析计算是十分重要的。
4.1 读数处理
我们用一个数字电压表测量一个电源的直流输出电压。如果用了一个六位半数字电压表,我们该写
下多少数字?在下一节我们将告诉你关于数字电压表(DVM)的精确与精度问题。现在,假定你的电
压表绝对精确,电压表读数为 15.426V。你是否知道实际电压应当是在 15.4255V 到 15.4265V 之间的某
一值。
你应当记下 15.426V?还是 15.4V?或者 15V?这就要问你记录数据的目的。如果你是检查一个普通
运放的电源电压,而运放仅作一般运用,并不在乎它是否在 14V 还是在 16V 下工作,因此写下 15V 是
最恰当的。
如果你想计算输出功率,就要测量输入和输出电流与电压。如果你使用一个便携式数字电流表,并
且仅 3 位数,读数为 2.02A。这意味着你知道电流仅 3 位数-它在 2.015A 到 2.025 之间。在这种情况下,
你的电流读数位数(3 个十进位)少于电压位数(5 个十进位),电流决定你计算功率的精确性。这意
味着,你
你最后的答案-功率精度可能是你最低测量精度的 3 位十进制。在这个例子中,正确的做法是记
下电压测量的多位数,与电流相乘,然后舍去 3 位以后的数字:V=15.43V,I=2.02A,所以 P=15.43×
2.02=31.1686W,答案是功率 P=31.2W,最
最后结果不能比最差测量精度更多的数字。
4.2 效率测量
如果以上测量都是正确的。如实际电流电压都是最小值,则功率为 P=15.4255V×2.015A=31.08W;
如果都是最大值,P=15.4265V×2.025=31.24W,此结果与最小值相差 160mW,肯
肯定是由于仪表读数的
限制造成的。这似乎并不重要,至此你可以测量变换器的效率。如果输入功率是 33.3W,因此η=
31.08/33.3=93.3%~31.24/33.3=93.8%之间-这还不包括输入功率的测量不精确度。效率是 94%,还是
93%。正确记录是效率η=31.17/33.3=93.6%,在最大和最小之间折半(应注意到多位数保持到计算最后。)
与此紧密相关的问题不是记下足够的数据。如果仪表上最后位数字来回跳动,无论如何有一个不大的差
别,例如有 0.02A 跳动,记下 2.02A 还是 2.00A,正确吗?上面的例子说明,写下一组变换器效率两位
数需要测量的全部三位数。理由与上面讲的稍有不同:为了计算效率,两组接近
的几乎相等的数字分开了,可能两个中的一个如此不精确使得答案十分不精确-
因为你预先感兴趣的效率宁愿是 94%而不是 93%。
如果仪表是绝对精确,如我们强调的,如果仪表指示 2.02A,那意味着不是
2.020000A!相同的事情:表仅有 3 位数,而且没有方法得到更好的读数,你能
做的就是得用一个更好的表。
表 4.1 取样平均
1 2.02A
2 2.06A
3 2.05A
4 2.00A
平均 2.03A
数字电压表和其它仪表
1. 精确和精度:上面讨论了计算时采用多少数字,我们假定,仪表指示是完全精确的-即仪表是无限
精确的。但是,仪表仅指示某一个数字(在例子中手提电流表指示 3 位数),因此具有有限的精
度。但,实际仪表当然不仅是精度有限,而且它也有不同情况的不精确,并且两种问题限制你任何
测量的是否有用。
2.平均:你在测量时,仪表最后 1 位或几位在不停地跳动,
为了努力获得精确测量结果你记下几次数字,然后将他
们平均,如表 4.1 所示。如果你肯定最后位跳动那是由
于白噪声(随机噪声)引起的,这个主意是很好的-虽
然在这种情况下,最好的方案是用一个滤波器抑制掉噪
声(请看后面)。但如果噪声是周期信号,像电路中 1kHz 振荡,你的表可能读出每个周期相同点
图 4.1 数字电压表在交流分量上取样,
得到错误读数
29
的信号,造成测量的整个数值偏移,如图 4.1 所示。这和示波器中迹宽(aliasing)完全相同。在
这种情况下,又增加了一个不精确,而滤波是必要的。你人为地平均实际上搞糟了得到的信息。
3. 如何给数字电压表滤波:要给数字电压表滤波,必须知道叠加在被测量信号上噪声频率。否则,你
可能滤掉你要测量的信号。作为一个成功滤波的例子,加入你要滤除来自开关电源 100kHz 噪声,
并将噪声系数降低到 10。这意味着滤波器频率为 100kHz/10=10kHz。以此设定 RC 值。关键在于这
里 R 选多大?这里 R 与电压表输入电阻串联。所以,为了保
持仪表的精度,R 必须远小于输入电阻。如果仪表的输入电阻
典型值为 10MΩ,而你试图达到精度为 0.1%,滤波器的电阻 R
应当小于 10MΩ×0.1%=10kΩ。如果 R=10kΩ,则电容应当
(图 4.2)为
nF
C
5.1
10
10
2
1
4
4
�
�
�
�
�
你应当将电阻和电容做成一个电路接在数字电压表和被测电路之间。
4. 测量有效值和数字电压表带宽:你的数字电压表有几组更新它的显示每秒次数。但是,这与它的带
宽不是一码事,带宽是仪表能测量信号的额定最高频率。你查看手册找到带宽,而事情是校验要用
来测量的仪表有适当带宽。如果带宽是 1kHz,用这个表读 10kHz 信号肯定读数比实际值小。
用在交流功率测量的仪表有一个特殊不精确的情况。他们通常具有很有限的带宽,如果你要用它,
例如接在电流断续反激变换器和电网之间,除非你放一个很大的电容去平滑脉冲电流,否则你可能
得到错误的读数。
当然,放一个很大电容在前边,与你要做功率因数测量相违背的。事实上,测量一个离线变换器的
输入功率和功率因数需要将两者分开测量。每个有它自己设置。
用有效值测量另一点是许多交流表都有它能容忍的最大波峰系数;即如果峰值(电流)远比它的平
均值大,它也给出错误的读数-应当仔细阅读规范。
最后,许多仪表的内部电路被某些高频噪声-例如开关电源产生的噪声-干扰,几乎所有变换器测
量都需要滤波,并应小心注意仪表的限制。
5.测量效率-交叉校验:在测量变换器效率时,这里最重要的有一个摆脱精度问题的实际操作方法。
在测量效率时,你必须测量输入电压和电流以及输出电压和电流。如果简单地记录着四个仪表的每
一个读数值,你最终得不到精确的效率,因为每个表都对结果产生一点不精确。但是,注意到效率
是两个电压比乘以两个电流比。所以绝对值没有太大关系(你并不关心 27V 还是 28V)。如果两个电
压(电流)表精度高达 0.3%,不精确就不存在。于是你要做的是交叉校验,即在做测量之前,你将
你用的电压测量的数字电压(电流)表接在相同点(电流表通过相同电流),他们的读数应当精确
相同。如果不相同,例如 A 表是 5A,而 B 表是 5.5A,假定以 A 表为准,B 表刻度系数为 1/1.1。电
压同样校验。于是测量效率时使用刻度系数,得到电压比的乘积,你将消除不精确。
如果你要像校表那样校正,在交叉校正以后,下面要么保证
仪表指示刻度相同,要么不对仪表校正,还指示它自己的值,
计算是应用刻度系数。这个工作最好现场作交叉校正,现场
测试效率。或校正后仪表贴上标签,以免搞错。
6.
探头放在哪里?将
将数字电压表的探头放在电源出线端。不要
把探头放到负载上。这是因为电源引线有电流流通,它有压
降,随着导线拉长压降增加。所以当你精确测量(像效率)
时,直接在输出端测量,如图 4.3 所示。当然输入也用同样
的方法。通常在变换器测量时,注意到这个方法,就这一点,
增加效率 1%或 2%。
同样的方法可推广到小变换器。你遇到连接电源和仪表,输入和输出。因为电流流过插脚有压降,
10K
DVM 1.5nF
被测电路
图 4.2 数字电压表滤波
输出端
被测
电源
负载箱
数字电压表
图 4.3 正确测量电压的方法
30
仪表有内阻,测量效率正确的方法是将探头紧贴着电源,避开连接线。
7. 测量很小的电阻:测量小电阻与上面方法完全相同。例如,你可能想知道 PCB 线的电阻或一个变压
器的电阻。虽然可用 4 端电阻,这种仪器在实验室通常不方便。这种测量最好的方法是被测电路通
过 1A(或 10A),并用数字电压表测量它的压降-但一定要将数字电压表探头放到供电电源连线的里
边,如图 4.4 所示。
8. I>10A 时使用分流器:大多数数字电压表不能测量大于 10A 的电流。最好使用分流器,并用数字电
压表测量电压。在元件选择一章中作了讨论。典型的分流器是将电源和测量线是分开的(四端)。
虽然通常分流器公差 1%,你可以通过分流器与电压表交叉校验
达到更高的精度。也就说,精确通过分流器 1A 电流,并测出
电压值,计算分流器的电阻,再计算在这种情况下的刻度系数。
此后保持该分流器与该电压表读数对应,否则失去校验结果。
9. 如何用数字电压表测量 MOSFET:当然你不能够用一个数字电
压表测量 MOSFET 特性。但你可以检查它是好还是坏。方法是
测量它的电阻。电网通电的数字电压表产生足以导通场效应管
栅极电压,而电池供电的数字电压表不行。
为了检查场效应管,首先测量漏-源电阻,漏-源顺序表示放
数字电压表的正表笔在漏极,将电压表的负表笔放在源极。电阻应当在 10MΩ或更大些。要是低,
那是坏了。接着测量栅-源电阻,也应当是 10MΩ。然后让栅极悬空,不让栅极接触到任何物体,
再次测量漏-源电阻。如果 MOSFET 是好的,电阻应当时几个欧姆到 2~3kΩ。如果仍然是 10MΩ,
那是 MOSFET 坏了。因为测量栅-源电阻时已经给栅极电容充电足以导通 MOSFET。
注意:如果这最后一步(在测量栅-源电阻之后测量的漏-源电阻)测量的电阻是 20k~30kΩ,除了
装在电路中,尽管这个方法不能完全说明,这个 MOSFET 可能也是坏的。你应当试试用图示仪测量
它的漏-源击穿电压,通常,用数字电压这样测量不会引起 MOSFET 损坏。
电源线
数字电压表
被测电阻
图 4.4 用电流电压表法测量小电阻
10. 电子负载:在调试直流电源时,希望负载电流能从零连续加大到额定输出,很难找到适合的负载电
阻,电阻大的功率小,功率大的电阻小,非常不方便,体积也大。电子负载十分方便。它是有源负
载,可以从空载均匀调整到额定负载。但是这种负载也有许多限制。如果你不知道而花时间去找电
源问题那是太冤枉了。
电子负载由许多功率晶体管并联而成的,通过闭环反馈控制,并工作在有损耗的线性区内。控制回
路决定它是电阻性负载,恒流负载还是恒压负载。
不管是什么工作模式,电子负载总是闭环控制的,并因此其带宽是有限的。这类设备的带宽接近
1~5kHz 之间。如果你的变换器带宽比你的电子负载的宽,不能把负载它的晶体管看作电阻性,因而,
你的变换器由于负载阻抗不一样可能引起振荡。要是你的稳定变换器振荡,那你得想一想是不是负
载的问题。
变换器研发时,如果有可能的话还是用电阻器。而在生产线上采用电子负载。如果必须采用电子负
载,至少在负载输入端加一个负载电容,减少高频端负载阻抗。
因为电子负载中晶体管工作在线性区,电子负载另一个问题是保证工作在线性区的最小输入电压(根
本不能加负电压)。电子负载最小电压典型值为 2~3V。有些电子负载如果工作在低于最小电压特别
有害,而且没有恰当地负载阻抗特性。反过来还以为你的变换器的问题。
11.示波器
31
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5.2
�0.15
0.6
�0.1
1.0
�0.1
1.0
�0.1
5.0
�0.2
EFD30
(c)
30.0
�0.8
15.0
�0.15
9.1
�0.2
11.2
�0.3
22.4
�0.6
14.6
�0.25
4.9
�0.15
0.8
�0.1
1.0
�0.1
1.0
�0.1
6.0
�0.2
� 5-5 EFD ������
������
AL/nH�����
����
le/m
m
Ae/mm2
Ve/mm3
C1/mm-
1
3C85�25%
3F3�
25%
3F4�25%
EFD10
23.7
7.2
171
3.30
500
280
EFD12
28.5
11.4
325
2.50
700
380
EFD15
34.0
15.0
510
2.27
700
400
EFD20
47.0
31.0
1460
1.52
1150
580
EFD25
56.9
58.1
3300
1.00
2000
1800
EFD30
68.0
69.0
4700
0.98
2100
1900
������������ 250kHz��������������� 5-6������� 3F3(�
���������)����������������������� 3C85 ��������
������������������ EFD10 ����� 3F3 ���
������������������������������������������
�����������������,�������������
������������ 250kHz��������������� 5-6������� 3F3(�
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������������������ EFD10 ����� 3F3 ���
5. ����
�����������������������������������������
�������������������������� 0.25~0.5mm�����������
� 0.025~0.05mm���� 0.25~0.5mm����������������������AL��
��������
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������������������������������������������ 0.5mm�
���������
����������������AL�������������������������
��������AL������������������������������
16
���������������������������� 0.05mm ���������
�������������������������������������������
�������������������������������������������
������������ 5-12��
������������������������
� 5-12 �������������
��������� 1.26mm �����
������ 0.63mm ����
�������������������
�������������EFD10 � 5 ��
��AL�����������������
72.5�H������������AL����
��AL�����������������
����AL�160nH ,���� 72.5�H��
���
3.
21
10
160
10
5.
72
9
6
1
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�
�
�
�
L
A
L
N
�
��N=22 �������Ae=0.072cm2���������
005655
.0
10
160
10
072
.0
1
4.0
9
8
2
2
0
�
�
�
�
�
�
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�
�
�
�
L
e
A
A
N
cm�
��������������������������������
523
.0
10
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.0
10
07
.1
22
4
2
7
0
0
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�
�
�
�
�
�
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�
�
�
�
�
�
I
N
H
B
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��� 3F3 � 100��������Bs=0.33T���
��� 25������ 0.5T������������
25�,������������ 25��0.5T�����
��������������������������
���AL����������� 5-6 �����AL�25
�H������������������������
������ 100�� 3F3 ������ 0.3T��������AL� 63nH� 100nH�����
��
� 5-6 ������������
AL(nH)
N
��cm�
B(mT)
100
27
0.00912
398.0
63
34
0.0144
317.5
40
43
0.0226
255.8
25
54
0.0362
200.6
6. ������
����5-11b���
2.
11
4.5
48
9.0
4.1
4.1
)
224
.1
~
63
.1(
'
min
min
2
1
�
�
�
�
�
�
�
o
o
i
U
U
U
U
N
N
n
������
8.4
2.
11
54
1
2
�
�
� n
N
N
17
� 5 ����Uo’�����������������������������������
�������������������������������������������
�����
�������������
62
.0
)
5
/
54
(
5.
72
2
2
1
2
�
�
� n
L
L
�F
������
�
�
�
�
�
�
�
5
4.5
54
07
.1
62
.0
'
1
2
'
2
2
o
p
o
p
R
U
n
I
L
U
I
L
T
1.33�s
�����Dmax�(1/f)=0.45�4=1.8�s�������������
13
.3
33
.1
8.1
max
�
�
�
�
R
on
T
T
�s>fp
时,log后的括弧中的 1 与平方项相比可以忽略,则f
每增加 10 倍,增益变化-20dB,即斜率为-1。反之,
f<>fp时,如 10fp
时,相移接近 90°;0.1fp时,接近 0°;f=fp时,为 45
°。相频特性近似以 45°/dec变化。
用与积分电路同样处理方法,求出图 6.2b 的微分
电路增益与频率以及相位与频率的关系:
)
)
(
1
log(
20
)
(
2
f
f
db
A
z
�
�
�
(4)
f
f
arctg
z
�
�
(5)
可见在低频段,具有+1 的增益斜率(在频率fz=1/(2πR2C2)以下)或每增加 10 倍频率增益变化
20dB/dec。这是因为电容阻抗增加或减少 10 倍,而电阻保持常数的缘故。
图 6.2c 电路为接有负载的输出 LC 滤波器电路。图 6.2c 电路右边是满载时幅频特性。
负载变化时并假设滤波电容没有 ESR。则电路的增益为
o
o
o
o
o
o
o
o
o
R
L
j
C
L
C
j
R
L
j
C
j
R
Vin
Vo
A
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
2
1
1
1
//
1
//
�
(6)
在f→fc时很小范围内增益的模和相角分别为
)
2
log(
10
)
(
2
2
�
�
��
�
��
� �
�
�
D
f
f
dB
A
c
(7)
式中
o
o
c
C
L
f
�
2
1
�
-转折频率;
o
c
o
L
R
D
�
/
�
;特征阻抗
o
o
o
C
L
Z
/
�
。
f
D
f
arctg
c
�
�
�
2
�
(8)
当f=ω/2π<>fc时,式(6)分母第二项远大于其它两项,幅
33
频特性趋向渐近线斜率-40dB/dec,斜率为-2,φ≈-180°.在输出电容中没有ESR,频率增加 10 倍,
电感阻抗增加 10 倍,而电容阻抗减少 10 倍。
根据式(7)和(8)分别画出不同D在fc附近的幅频和
相频特性如图 3a和b。可以看到D越大,相当于轻载,电路
欠阻尼,在f→fc附近幅频特性鼓起很高的峰值,提升输入
信号;随着D减少,提升的峰值也减少。当D=1 即临界阻尼,
由低频趋向fc时,有很小的提升,并在f=fc时,为 0dB,在
f>fc后逐渐趋向-40dB/Dec。而当D<1 即过阻尼,相当于满
载,输出滤波在f→fc附近,非但没有提升作用,而且对信
号随频率增加而衰减,大约在 20 倍fc时达到-40dB/Dec。
图 6.3b示出了相移与规化频率(f/fc)和不同D之间的
关系。可以看到,不管D值如何,输出与输入之间的相移在
转折频率fc处均为 90°。而对于高欠阻尼滤波器(Ro>5Zo),
相频特性随频率迅速改变。对于Ro=5Zo,在频率 1.5fc时,相
移几乎达到 170°。相反,在增益斜率为-1 的电路中,决
不可能产生大于 90°相移,而相频特性随频率的变化率远
低于图 6.3b增益斜率为-2 的相移变化率。
第一个判据是交越频率(在此频率时,总的环路增益
是 1 即 0dB)的总相移应当低于 360°的角度为“相位裕度”,
相位裕度通常至少取 45°。
稳定电路的第二个判据是避免幅频特性斜率-2 电路
的相频特性随频率陡峭变化,整个电路的开环幅频特性(所
有元件增益曲线的代数和)以斜率-1 交越,如图 4 所示。
总的开环幅频特性以斜率-1 交越不是绝对的
要求,但仍能保证即使忽略任何相移单元,-1 增益
斜率的单元较小的相移和相当缓慢相频特性仍然能
保证适当的相位裕度。
环路稳定的第三个判据是提供希望的相位裕度,
这里通常设定为 45°。
为满足所有三个判据,必须知道如何计算图 6.1
所有元件的增益和相移,这里讨论如下。
6.2.3 带有和没有 ESR 的 LC 输出滤波器幅频特性
除了反激变换器(输出滤波仅为输出电容)外,
这里讨论的所有拓扑都有输出滤波器。输出 LC 滤波
器的幅频特性是最重要的。必须首先计算以决定误差
放大器的幅频和相频特性如何整形,才能满足稳定闭
环的三个判据。
带有负载电阻的输出LC滤波器的幅频特性如图
6.3a所示。此特性假定输出电容的ESR为零。为便于
讨论,假定滤波器为临界阻尼Ro=1.0Zo。如果使相应
于Ro=1.0Zo稳定,那么在其它负载也将稳定。但应研
究电路在轻载(Ro>>1.0Zo)特性,因为在LC滤波器
转折频率f=fc增益谐振提升。
滤波电容没有ESR的LC滤波器幅频特性如图 5
的 12345 所示。在低频时,Xc>>XL,输入信号不衰
减,增益为 1 即 0dB。在fc以上,都以 20dB/dec的斜
率Co阻抗减少和Lo阻抗增加,使得增益变化斜率为-40dB/dec,或斜率为-2。当然在fc增益不是突然转
变为-2 斜率的。实际上在fc前增益曲线平滑离开 0dB曲线,并在fc后不久渐近趋向-2 斜率。这里为讨
论方便,增益曲线突然转向-2。
dB
D=10
10 7
3
0 2
-10 1
.5
-20
.25
-30
.1
-40
0.1 1.0 10
f/fc
(a)
-40
-80
-90
-100
D=.1
20 .2
-140 5
2 1
-160
-180 (b)
图 6.3 输出 LC 滤波器幅频(a)和相频(b)特性
图 6.4 总开环幅频和相频特性
通常迫使fc=0.2~0.25fs,fs-开关频率。要电路稳定,
在fc总相移比 360°少相位裕度,通常委 45°。第二个
判据是稳定环路总增益以-1 斜率交越。
0
20
40
60
-20
-40
102
10
3
104
f c 斜率-1
f(Hz)
360
320
280
240
相位裕度
增益裕度
环路增益dB
总相移
(度)
f
大多数滤波电容具有ESR,如图 6.5b所示。在fc以上的低频段,容抗远远大于ESR,此Vo看到阻抗
34
仅是容抗起主要作用,斜率仍为-2;在更高频时,
ESR
C ��
�
1
,从输出端看的阻抗只是ESR,在此
频率范围,电路变为LR滤波,而不是LC滤波。即
0 (dB) Lo 0 (dB) Lo
1 2
fc Vo 1 2 3 Vo
3
-20 Vin Co Ro -20 Vin Co Ro
-2 -2
Resr
-40 4 -40 4
fesr
-60 -60 -1 5
5 6
-80
102 103 104 105 f/Hz 102 103 104 105 f/Hz
(a)
图 6.5 临界阻尼 LC 滤波器输出电容无 ESR(a)和有 ESR(b)幅频特性
ESR
f
f
j
ESR
L
j
Vin
Vo
A
�
�
�
�
�
1
1
1
1
�
�
(9)
式中转折频率fESR=ESR/2πL。在此频率范围,感抗以 20dB/dec增加,而ESR保持常数,增益以-1 斜率
下降。
幅频特性由-2 转为-1 斜率点为fESR,这里电容阻抗等于ESR。转变是渐近的,但所示的突然转变也
足够精确。
6.2.4 PWM 增益
图 6.1 中由误差放大器输出到电感输入电压Vy的平均值Vav的增益是PWM增益,并定义为Gm。这样
增益定义可能产生迷惑,直流电压Vea随误差放大器的B点的输入成比例变化,而Vy是可调宽的恒定幅值
脉冲。
这个增益的意义和幅值说明如下。图 6.1 中PWM输出是直流电平Vea与 0~3V(实际上是 0.5~3V)三角
波Vt比较产生的。在所有PWM芯片中,产生两个相差 180°的可调宽度脉冲。在形成PWM以后,经分
频并送到两个分离的输出端。在正激变换器中,仅用两个输出的一个。
在图 6.1b中,Vea=0,Ton=0,在Vy的宽度为零,Vy的平均值就是Vav=(Vsp-1)(ton/T),其中Vsp是变压
器次级电压,1 为整流二极管压降,Vav也为零。如果Vea移动到 3V,在三角波的峰值,ton=0.5T,Vo=0.5
(Vsp-1)/T。则调制器的直流增益为Vav与Vea的比值
3
)1
(
5.0
�
�
sp
m
V
G
(10)
此增益与频率无关。
图 6.1 中还有一个增益衰减,就是R1和R2组成的采样电路。大多数PWM芯片的误差放大器的参考
输入端不可能大于 2.5V,因此采样+5V输出的电阻R1=R2,Vs与Vo之间的增益为-6dB,即 1/2。
6.2.5 输出 LC 滤波器加上 PWM 和采样网络的总增益
由上面分析可知,输出LC滤波器增益Gf加上PWM增益Gm和采样网络增益Gs之和的总增益Gt如图
6.6 所示。从直流直到频率
LC
fc
�
2
1
�
是Gm+Gs。在fc转折为-2 斜率,并保持此斜率一直到fesr,这
里电容阻抗等于ESR。在这个频率它转折为斜率-1。由这个曲线可以确定误差放大器的幅频和相频特
性以满足稳定环路的三个判据。
6.3 误差放大器的幅频特性整形
35
80
fc0 fp
60
fz
误差放大器增益
40
20
10 102 103 104 105 106 107
0
Gf+Gm+Gs f(Hz)
-20
fc -2
-40 Gt
fesr -1
-60
在fc0总损耗
fc0=(0.2~0.5) fs
-80
图 6.6
稳定环路的第一个判据是在频率fc0总环路增益
为 1 即 0dB的总相移比 360°少一个相位裕度,通常
取 45°。
第一步首先建立交越频率fc0,在此频率总增益为
0dB。然后选择误差放大器的增益,迫使总开环增益
在fc0为 0dB。下一步设计误差放大器的增益斜率,以
使得总开环增益在fc0以斜率-1 交越(图 6.4)。最后,
调整幅频特性达到希望的相位裕度。
采样理论指出,为了闭环的稳定,fc0必须小于开
关频率的一半。但必须远远小于开关频率,否则有较
大幅值的开关频率纹波。因此,一般经验将fc0定为开
关频率的 1/4~1/5。
参考图 6.6 中提供的开环LC滤波器增益加调节器
增益和检测网络增益。假定滤波电容有ESR,在fesr由
斜率-2 转折为-1。假定fc0=1/5 fs开关频率,在此频
率读取增益损耗值。
在大多数情况下,滤波电容具有ESR,且fesr低于fc0。因此在fc0 的G1=Gf+Gm+Gs的曲线总是斜率为
-1。要使得在fc0的总开环增益为零,误差放大器在fc0的增益与G1值相等符号相反。同时如果误差放大
器幅频特性在fc0为水平线,则合成的总开环幅频特性Gt在fc0以斜率-1 交越。这就满足了稳定电路的第
二个判据。
R2
R1
Vin -
EA Vo
+
(a)
C2
C1 R2
R1
Vin
-
EA Vo
+
(b)
图 6.7 误差放大器幅频特性整形
运算放大器的反相比例运算(图 6.7)就可以获得水平的增
益曲线,调整Gea=R2/R1的大小获得所需的增益。
总的开环增益总和是误差放大器的增益加上G1,如果运放
保持常数增益一直到直流,总的开环增益在 100Hz就比较小,不
能有效抑制交流电源纹波。为了在输出端将交流纹波降到很低
水平,开环增益在低频时尽可能高,因此在fc0的左边开环增益应
当迅速增加。为此,在误差放大器反馈电阻电路R2串联一个电
容C1(图 6.7b)。低频增益如图 6.6 所示。在高频范围,C1的大
容抗小于R2,增益是水平线,而在低频范围,C2容抗大于R2,增
益为Xc/R2。增益以+20dB/dec向低频增加,并在 100Hz处产生较
高的增益。向高频方向,斜率-1,并在fz=(2πR2C1)
-1处转向水平。
在fc0的右端的高频端(图 6.6),如果误差放大器保持常数,
总开环增益在高频增益相当高。但高频高增益就有可能接收高
频尖峰噪声,并以较大的幅值传递到输出端。所以高频时应当
降低增益。
这很容易做到,只要在误差放大器的反馈支路-R2串联C1上并联一个C2。在fc0,Xc1已经比R2小,
电路特性与C1无关。在高频C1的容抗比R2小,R2不影响电路特性,电路增益由Xc2/R1决定。在fc0以上,
幅频特性是水平的,直到fp=(2πR2C2)-1,在这个频率转折,以后以斜率-1 衰减(如图 6.6)。高频增益
低避免高频噪声进入到输出端。
必须选择转折频率在fz和fp。一般这样选取fc0/fz=fp/fc0。fz与fp之间分开越大,在fc0有较大的相位裕度。
希望较大的相位裕度,但如果fz选择得太低,在 100Hz低频增益比选择较高频增益低(图 6.8),这样对
100Hz信号衰减很差。如果在fp选择得太高,高频增益比选择较低频率高,这样高频噪声尖峰可能很高
幅值通过。fz与fp之间分开距离在增加相位裕度和减少距离之间折中,以求得 100Hz衰减和低的高频噪
声尖峰输出。折中和更加精确地分析,用传递函数、极点和零点概念很容易做到。
6.4 误差放大器的传递函数,极点和零点
用复阻抗的输入臂Z1和一个复阻抗的反馈臂的运算放大器电路如图 6.9 所示。其增益为Z2/Z1。如果
Z1是纯电阻R1,而Z2也是纯电阻R2,如图 6.7a,则增益是R2/R1,并与频率无关。在Vo与Vin之间的相位移
是 180°,因为输入是反相端。
36
如果阻抗Z1,Z2以复变量s=j(2πf)=jω表示,电容C1的阻抗为 1/sC1,而R1与C1串联为R1+1/sC1。一个臂
电容C2与R1和C1串联的阻抗为
2
1
1
2
1
1
/
1
/
1
)
/
1
)(
/
1
(
sC
sC
R
sC
sC
R
Z
�
�
�
�
(11)
误差放大器的增益或传递函数写成阻抗Z 1,Z2,用复变量s表示,即G(s)=Z2(s)/Z1(s)。通过代数处理,
将G(s)分子和分母简化成s的函数:G(s)=N(s)/D(s)。表示为多项式相乘:
)
1
)(
1
)(
1(
)
1
)(
1
)(
1(
)
(
)
(
)
(
3
2
1
0
3
2
1
sp
sp
sp
sp
sz
sz
sz
s
D
s
N
s
G
�
�
�
�
�
�
�
�
(12)
这些 z 和 p 值是 RC 乘积,并代表频率。令这些项为零,可以求得这些频率。即
G2 Z2
Z1
+80 G1 Vin
-
EA Vo
+60
f1
fz2
fz1 fp1 fp2
fh
G1
+40
G2
+20
0
10 102
103
104
105
106
107
108
f/Hz
图 6.9 一般误差放大器
图 6.8
fz和fp定位
0
2
1
)
2
(
1
1
1
1
1
1
�
�
�
�
�
�
C
fR
j
fz
j
s
sz
�
�
即
1
1
1
2
1
C
R
f
�
�
(13)
相应于z值的频率叫做零点频率,而相应于p值的频率叫做极点频率。在分母中总有一项没有 1,如上
式中的sp0。这表示一个重要的极点频率fp0=(2πR0C0)-1。称为原极点。
由原极点和极点以及零点频率,可以画出误差放大器的幅频特性。
6.5 有零点和极点频率增益斜率变化规律
斜率-1
斜率-1
斜率-1
斜率+1
斜率 0
斜率 0
(a) (b) (c)
斜率 0
斜率-1
斜率+1
斜率-1
(d) (e)
图 6.10 典型幅频特性
零点和极点代表了误差放大器的频率变化点。
零点表示增益斜率变化到+1。在图 6.10a 中,如果在一个增益为零点频率点出现零点时,将由此
37
斜率转向+1。如果原先增益斜率为-1(图 6.10b),增益斜率将转向为 0。如果在相同的频率有两个零
点(两个 RC 具有相同的乘积),原先斜率为-1 时,增益斜率第一个转向 0,第二个零将转向+1(图 6.10c)。
一个极点表示增益按斜率-1 变化。如果原先增益斜率为水平线(斜率为零)处出现一个极点,增
益斜率转向-1(图 6.10d);如果原先+1 斜率的相同频率有两个极点,第一个极点转为 0,而第二个极点
在相同频率转为-1(图 6.10e)。
原极点和任何极点一样,增益斜率为-1。它表示
一个增益为 1 即 0dB的频率。画总误差放大器增益曲线
从原极点开始。从 0dB原极点频率fp0=(2πR0C0)-1画起,
反向画一条直线,斜率为-1(图 6.11)。如果在这个直
线某点,在高频方向-1 斜率,传递函数在fz=(2π
R1C1)-1点为零(零点),在fz转向增益斜率为水平。将水
平增益无限伸展,但在某个较高频率fp=(2πR2C2)-1传递
函数有一个极点,在fp将由水平转向斜率-1(图 6.11)。
传递函数水平部分的增益是R2/R1。在fc0它等于并相
反于Gt(图 6.6)的损耗。
在原点有一个单极点,一个单零点和另一个单极
点的误差放大器增益曲线具有图 6.11 希望的形状,用图 6.7b 来实现。余下来的事情就是选择零点和极
点频率的位置,以产生希望的相位裕度。
fp=(2πR2C2)-1
fz=(2πR1C1)-1
0dB
fp0=(2πR0C0)-1
图 6.11 直接由传递函数画图 7 的误差放大器的增益
曲线
6.6
从电路图推导单极点和单零点误差放大器的传递函数
上面已经指出如果误差放大器具有单极点、单零点和一个原极点,它的幅频特性如图 6.11 所示。
现在证明一个误差放大器的传递函数如何推导,以及图 6.7b 电路确实具有一个单极点、一个单零点和
一个原极点。图 6.7b 电路的增益为
)
1
1
(
)
1
)(
1
(
2
1
2
1
2
1
2
1
2
C
j
C
j
R
R
C
j
C
j
R
Z
Z
dV
dV
G
i
o
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
(14)
引入复变量 s=jω,于是
)
1
1
(
)
1
)(
1
(
2
1
2
1
2
1
2
sC
sC
R
R
sC
sC
R
G
�
�
�
�
(15)
经过代数处理
))
/(
1
)(
(
1
2
1
2
1
2
2
1
1
1
2
C
C
C
C
sR
C
C
sR
C
sR
G
�
�
�
�
�
同时因为一般C2<fesa时,Co的容抗小
于ESR,电路的幅频特性相似于LR电路,而不是LC电路。而LR电路最大
相移位 90°,不是LC电路最大可能的 180°。这样ESR零点产生一个相位
提升,由于fesa在一个频率f的相位滞后为
esr
L
f
f
1
tan
180
�
�
�
�
�
表 2 在fc0因fesa的LC滤波器的相位滞后
fc0/fesa
相位滞后
fc0/fesa
相位滞后
0.25
166°
2.5
112 °
0.50
153°
3
108°
0.75
143°
4
104°
1.0
135°
5
101°
1.2
130°
6
99.5°
1.4
126°
7
98.1°
1.6
122°
8
97.1°
1.8
119°
9
96.3°
2.0
116°
10
95.7°
因为对fc0因fesa零点的相位滞后感兴趣,此点相移
esr
c
Lc
f
f 0
1
tan
180
�
�
�
�
�
(20)
对于不同的fc0/fesa值,输出电容具有ESR(图 6.2)
的LC滤波器的滞后相位(式(20))如表 2 所示。因
此,设置误差放大器幅频特性的水平部分数值相等,
但符号相反于Gt在fc0的损耗。将fc0定位在希望的位置。
因为在大多数情况下,fc0位于总相频特性Gt以斜率-1
交越处。由表 1 和 2 选取适当地k(零点和极点的位置)
值,产生所希望的相位裕度。
6.9 设计举例-稳定一个带 2 型误差放大器的正激变换器反馈环路
通过设计的例子说明所有先前各节讨论的很多资料的相互关系。稳定闭环的正激变换器参数如下:
Vo= 5V;
Io=10A;
Iomin=1A;fs=100kHz
39
-开关频率;
输出最小纹波Vp= 50mV。
假定输出滤波电容具有ESR,同时fc0位于LC滤波的斜率-1 处。这可以使用幅频特性如图 6.6 的 2
型误差放大器。电路如图 6.12 所示。
首先计算 LC 滤波器参数。根据正激变换器原理得到
�
�
min
2
1
o
o
I
D
T
V
L
�
�
如果D=Dmax=0.4,Iomin=Io/10
�
�
o
o
o
o
o
o
I
T
V
I
T
V
I
D
T
V
L
3
3.0
2
1
min
min
�
�
�
�
6
5
10
15
10
10
5
3
�
�
�
�
�
�
�
(H)
Vsp
C2
Nr T1
Lo
C1
R2 T
Vo 3V
Vea
Vea
Np
Ns
Co
Rs1 EA
Vdc
Lp + PWM
Vt
Resr
Rs2 R1 0V
Vref
Vt
Q
基极驱动
Ton
Ton
图 6.12 正激变换器反馈环路设计举例
因为输出纹波主要是输出电容的ESR和电感的脉动电流引起的,电感的脉动电流为ΔI=2Iomin。Vp=Ro
×ΔI,又因为RoCo=65×10-6,所以
F
V
I
C
or
o
o
�
2600
10
65
05
.0
2
10
65
2
6
6
min
�
�
�
�
�
�
�
�
�
输出滤波器的转折频率为
806
10
2600
10
15
2
1
2
1
6
6
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
o
c
LC
f
Hz
在 6.2.3 节,ESR 零点频率使得幅频特性由斜率-2 突然转到-1,此点频率为
2500
10
65
2
1
2
1
6 �
�
�
�
�
�
�
�
o
oR
esr
C
f
Hz
在 调 制 器 中 Gm=0.5(Vsp-1)/3, 当 占 空 度 D=0.5 时 , Vo=5V,Vsp=11V, 因 为 Vo=(Vsp-1)Ton/T, 于 是 ,
Gm=0.5(11-1)/3=1.67,即+4.5dB.
对于普通SG1524 型PWM芯片,误差放大器的参考输入为 2.5V,当Vo=5V时,R1=R2,采样网路增
益Gs-6dB,所以Gm+Gs=4.5-6=-1.5dB。
总的幅频特性Gt是各单元幅频特性相加GL+ Gm+ Gs 如图 13 中曲线ABCD所示。A到转折频率
806Hz(B)为Gm +Gs=-1.5dB。在B,曲线转折为斜率-2,并一直继续到ESR的 2500Hz零点(C)。在
C转折为-1 斜率。
现在选择交越频率为开关频率达 1/5,即 20kHz。从幅频特性Gt上,20kHz处是-40dB(数值为 1/100)。
因此,使得 20kHz是交越频率,误差放大器此频率的增益为+40dB。误差放大器增益加上曲线ABCD的
总增益必须以斜率-1 交越,误差放大器的相频特性如图 6.13 所示曲线EFGH上的F到G斜率为零,因为
在 20kHz处曲线ABCD斜率已经是-1.
用一个前面说明的 2 型误差放大器就可以获得相频特性在F到G水平增益。2 型误差放大器水平部
分增益是R2/R1。如果R1任意去 1kΩ,R2则为 100kΩ.
在fz有一个零点,来增加低频增益,以衰减电网纹波,极点位于G点,用来降低高频增益,以减少
40
尖峰噪声传到输出。很好分配零点和极点位置,获得希望的相位裕度。
假定相位裕度为 45°.环路在 20kHz的总相
移位 360-45=315°。但LC滤波器产生滞后相移如
式(19)。由此式得到对于fc0=20kHz和fesa=
2.5kHz相位滞后是 97°(表 2)。于是,误差放大
器仅允许 315-97=218°.表 1 中若误差放大器滞
后 218°,k稍小于 3 即可。
为了保证足够的裕度,假定k=4,产生相移
为 208°,加上LC滤波器的 97°滞后相移,总的
相移滞后 305°,因此相位裕度为 360-305=55°,
即在fc0有 55°裕度。
k=4 时,零点频率fz=20/4=5kHz,式(12)
中fz=(2πR2C1)-1.R2=100kΩ,C1=(2π×105×5×
103)-1=318 × 10-12F = 318pF 。 极 点 在 fp=20 ×
4=80kHz。由式(12)得到fp= (2π×R2C2)-1.R2=100k
Ω,则C2=(2π×105×8×104)
- 1=20×10-12=
20pF。设计完成的幅频特性如图 6.13 所示。曲线
是总开环相频特性。它是曲线ABCD和EFGH之
和。
还应当注意到取样电阻是R1的一部分,实际R1’= R1- Rs1// Rs2
。
6.10.采用的 3 型误差放大器和传递函数
当输出滤波电容具有ESR时,输出纹波为RodI,其中Ro=ESR,而dI是两倍的最小直流电流。大多数
铝电解电容具有ESR。同时大多数电解电容有ESR×C=65×10
-6.因此减少纹波,减少ESR,就是增加
电解电容的电容量,当然增加了电容的体积,可能增加得太大。
近年来,有些厂能生产出基本上没有ESR的电解电容,以适合要求绝对最小纹波场合的应用。如应
用这样零ESR的电容,大大影响误差放大器反馈环路的设计。在输出电容有ESR时,通常fc0在输出滤波
的斜率-1 上。这需要幅频特性在fc0处水平的 2 型误差放大器(图 6.6)。
如果电容ESR=0,LC的幅频特性在转折频率fc=(2π
LC )
-1 以后,幅频特性以斜率-2 继续下降(图 6.14a)。
这样可以将误差放大器幅频特性设计成在希望的fc0与LC的
损耗数值相等,符号相反。而总增益以斜率-1 交越fc0,必
须将误差放大器的幅频特性在fc0中心区设计成+1 斜率(图
6.14b中曲线EFGHI)。
误差放大器的幅频特性不允许在低频幅方向下降。如
果下降,不能保证对电网低频纹波的抑制能力。在某频率fz
(图 6.14b),幅频特性必须转向在低频方向形成+1 斜率。
正如在第五节说明的,在误差放大器的传递函数中在相同
频率fz提供两个零点得到的。在fz以下,增益向高频方向以
-1 下降。因为由假定的原极点提供。在fz第一个零点将增
益斜率转为水平。第二个零点转向+1。在远大于fc0以上的
频率不允许增益继续以+1 上升。如果这样,增益在高频时
很高,并将高频噪声传递到输出端。正如第五节讨论的,
在H点的频率fp提供两个极点,第一个极点转向水平,第二
个转向-1.具有图 6.14 幅频特性的误差放大器叫做 3 型误
差放大器(Venable命名的)。
I E
+60
J
+40 F G
+20 K
L H
0 M
A B N
-20
C
-40
O
-60
102 103 104 105 D
f/Hz
图 6.13 幅频特性-3 型误差放大器
dB
E G
fp(2)
+60
-1 +1 -1
+40
+20 F
fz(2)
10
102
103 104
105
f/Hz
dB
0
A B
-20
-2
-40
C
fc0
D
图 6.14 输出电容无 ESR 和需要误差放大器
校正幅频特性
因为对于 2 型误差放大器,两个零点fz和两个极点fp的位置决定了fc0的相位滞后。在fz和fp之间的分
开越宽,相位裕度就越大。同时对于 2 型误差放大器,fz越移向低频,对 100Hz纹波衰减越差。fp
41
第七章 辅助电路和监控电路设计
7.1 概述
除了功率电路电路以外,保证功率电路正常工作的外围电路对电源正常工作也是非常重要。这些电
路包括控制和检测电路,辅助电源,缓冲电路,显示和检测电路以及各种保护电路。这些电路直接影响
开关电源的电气性能和运行的可靠性。并提供各种接口,提供显示和监控。
7.2 辅助电源
一般开关电源都要有一个辅助电源,提供控制、保护、驱动和显示电路提供能量。开关电源的启
动,首先应启动辅助电源。辅助电源的输出功率是消耗掉的,不参与能量传输,直接影响开关电源的效
率。因此,要求辅助电源启动可靠,效率高,控制容易且成本低。小功率开关电源的辅助电源功率小,
一般采用自举电路;大功率常采用独立的辅助电源。
1. 自举供电
变换器启动以前没有控制电源,但你需要电源来启动变换器。
最简单办法是用一个自举电路(图 7-1)。它是用一个电阻和一个
电容直接从输入直流母线获得控制电源,当主变换器运行以后,从
主变压器上自举线圈获得连续供电。
图 7-1 方法适合于有欠压封锁功能的PWM芯片。当加上Uin时,
电容C通过电阻R充电,电容电压上升。当达到PWM 芯片的欠压
封锁(UVLO)门限电压时,PWM芯片开始工作。由电容提供能量
驱动晶体管。变换器工作,由主变压器自举线圈向PWM芯片供电。
图 7-1 中稳压二极管D2避免电容上过高的电压损伤IC,典型采用
12~18V稳压二极管。
从接通电源到 PWM 芯片工作,并驱动功率晶体管导通,直至主变压器自举线圈向 PWM 芯片供电
正常工作前,一直由电容 C 供电。因此需要一个很大的电容才行。用一个典型的例子来说明:PWM 芯
片 UC3825 需要电源提供 33mA 才能运行。在加上 10mA 的栅极驱动电流,以及其它部分数 mA,总共
需要大约 50mA。假定变换器进入正常工作需要 10ms。由于在此之前,自举变压器线圈电压为其它线
圈电压箝位,在进入主电路稳压前不能提供功率。而 UC3825 的迟滞环宽(回差)仅 400mV,这就意
味着如果电容上电压在 10ms 内降落比回差大,PWM 将恢复到欠压锁定状态,随后又通过电阻 R 对电
容充电,经过一定时间又达到欠压上门限。在回差范围内循环振荡。因此我们需要电容提供 50mA×
10ms=500μC(微库)电荷,降落 400mV 就需要 C=500μC/400mV=1.25mF(1250μF)如此大的电容!
Uin
R
D1
Vcc
PWM
C
D2
图 7-1 启动以后自举线圈供电
如果要想减少储能电容,从上面分析可以看到
选择较大回差的PWM芯片。或采用如图 7-2 所示
电路。电路中在芯片供电电路中串联一个PNP晶体
管T1,在电容电压达到稳压管D3稳定电压前
MOSFET (T2)是不导通的。但是,一旦T2导通,它
就保持导通状态。MOSFET转而导通PNP晶体管,
晶体管流过芯片全部电流。例如选择稳压管D3稳压
值为 12V,如果MOSFET的开启电压为 2V,
12V+2V=14V,可以得到 14V-9V(UVLO)=5V回
差。这样的回差所需要的电容比小回差减少
5V/0.4V=12.5 倍,将 1250μF电容降低到 100μF,
当然 100μF比 1250μF体积小得多。
Uin
D1 R1 T1
Ucc
C D2
D3 PWM
R2 R3
T2
图 7-2
增加迟滞环宽来减少启动电容
这些电在路中,尽管自举线圈提供PWM芯片大部分能量,电阻R1仍然要消耗输入电压提供的功率,
考虑到电阻值几乎可取任意大,以减少损耗。大电阻对电容充电时间就使接通电源到变换器启动时间延
52
迟加长,但它不影响变换器软启动时间。例如,对于第二个图,假定电阻是 10kΩ,输入电压是 28V直
流,线圈额定电压是 15V。电容充电到 14V需要时间是
7.0
14
28
28
ln
�
�
� �
dt
s
(7.1)
即 t=700ms。此电阻的稳态功率损耗仅为
mW
P
17
10
10
)
15
28
(
3
2
�
�
�
�
即使全部输入电压加在电阻上,它的功耗仅 78mW,可以选用(1/8)W 电阻。
如果输入电压为电网整流后的直流电压,电压高,电阻还是损耗较大的功率,应当采用图 7-3 电路。
在启动电阻中串联一个 MOSFET(或双极型晶体管)。
图 7-3 中,接通电源后,T1通过R2,R3驱动导通,辅助电源电压Ua随输入电压上升而上升。当Ua达
到Dz1稳压值(15V)时,Ua稳定在 15V。
同时C1充电到稳压值。Dz2击穿电压用来限
制栅极最高电压。
当辅助电源达到 PWM 芯片的欠压封
锁电压时,PWM 芯片发出驱动脉冲,主变
换器工作。
主电路工作以后,由Na提供辅助电源
能量。D1和C1组成近似峰值检测。同时T2导
通,将Dz2阴极拉到低于 15V,迫使T1截止。
关断R1供电回路。
此电路仅在主变压器正常工作前提供
驱动能量,可选取较小电阻R1,由输入电
源提供足够的驱动电流。一旦启动后,用
T1切断R1供电电路。为减少功率损耗,R2为
几MΩ,通常由几个电阻串联。图 7-3 参
数是一个实际例子。直流母线电压一般是
稳定的 400V左右。自举线圈电压峰值变化
不大。
当输入电压较低(<100V)不必要采
用如此复杂电路,采用图 7-1 即可。这种
电路适用于输入直流电压变化不大(如有PFC)或功率级为反激拓扑。如果输入为工频电网,又采用电
容滤波,直流电压随输入电压和负载变化很大,如果采用图 7-2(或图 7-3)电路,主电路拓扑为正激型(推
挽,正激,桥式或半桥)时,主变压器上各线圈的峰值电压也随直流母线电压变化而变化,自举线圈设
计困难:满足最低输入电压、最大负载时供电,则在输入电压最高电压、轻载时R(图 7.3-R7)损耗很
大。否则R1损耗太大。同时T1应选择更高的耐压值。在这种情况下,建议最好采用如TOPSWICH或MIP
芯片构成的独立辅助电源。
Uin
F 0.1A/250V
R1 R2
T1 R3
R4 C3 R9
Uo D1 Dz2 D2 R7
R5
R8
DL Dz1 C1 T2 C2 Na
R6
图 7-3 辅助电源启动
T1-STW5NA90;T2-BC547; DZ1-BZV85C24;Dz2-BZX79C24;
D1-1N4007; D2 –UG1B; DL-LED.
C3-100NnF; C1-120μF/63V; C2-1μF/63V
R1-680/7W; R2-2M2MRS25×2; R3-1k; R4-10; R5-10k; R6-2k2;
R7-1/MRS25; R8-2k2; R9-180k
2. 独立辅助电压源
大功率开关电源的辅助电源不仅提供 PWM 控制芯片电源,而且还提供显示、报警和外部控制通信
等多种用途,同时为保证输入与输入信号隔离常需要多路输出,一般辅助电路供电采用独立辅助电源。
如果开关电源输入是交流电网,早先辅助电源采用工频变压器降压、经整流滤波稳压实现。现代辅助电
源通常是一个自启动小功率开关电源。基本拓扑主要是反激断续工作模式。也有用正激和推挽变换器。
经常使用的功能电路和控制芯片如 TOPSWITCH,MIP 和 3524,UC3842 等。
53
A. 工频变压器降压电路
图 7-4 是一个 54V/30A 输出通信电源的辅助电源,这是工频变压器降压的实际例子。它是一个具
有 PFC 和直流变换器两级的通信电源的辅助电源。实际电路中变压器 T 有多个次级线圈,分别提供需
要隔离的控制和检测、显示电路。由于另外各路负载较轻,或允许电压较大波动,可以用稳压管稳压或
不稳压,这里不作介绍。这里只介绍主辅助电源。
主辅助电源除了提供控制电源外,还发出整个开关电源的启动指令。工作原理如下:
变压器T将输入 220V±20%的交流降低到 20V,经 4 个 1N1005 桥式整流、C1 滤波,得到大约 22.5V
直流电压,经IC1 三端稳压器 7815 稳压,输出 15V直流稳定电压。完成恒压输出功能。0.2A输出需
C1=500µF滤波电容。1A输出需 2000µF滤波电容。实际电路为 2200µF。
电路还包含了欠压保护和启动功能。欠压保护由检测电路R1、R2 和电位器PR,基准R3、DVz以及
比较器IC2B组成。基准为 5.3V稳压管,通过R3 提共大于 5mA的偏置电流,保证稳压管较小的动态电
阻和温度系数。通过调节PR设定欠压点在输入电压 147V动作。当低于 147V时,IC2B输出高电平,晶
体管VT饱和,将C4 上电压箝位于地电位,IC2A输出高电平,封闭所有变换器的控制电路。当输入电网
电压超过 147V时,比较器IC2B翻转,输出低电平,晶体管VT截止,启动延时开始。延时时间与R5,
C4 以及迟滞比较器IC2A有关。比较器的输出位高电平时,输出电压近似 14V,只要C4 上电压UC4低于
通向端电压,比较器输出高电平。这是稳压器IC1 输出接近 15V,R7=R6=10kΩ,R8=47Ω,Vcc=15V。
Uo1=14V(考虑输出饱和压降)。比较器同相端电压近似为
125
.8
47
5
14
5
)
5
47
(
2
47
15
7
//
6
8
7
//
6
7
//
6
8
8
7
6
7
1
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
R
R
R
R
R
U
R
R
R
R
R
R
V
R
U
o
cc
V
从晶体管T截止,C4(22µF)通过R5(150kΩ)充电到U+的时间为
57
.2
)
125
.8
15
15
ln(
150
.0
22
)
ln(
�
�
�
�
�
�
�
�
U
V
V
t
cc
cc
�
s
2.5 秒时间足以使得 PFC 的输出电容充电到电网电压的峰值。这是发出启动 PFC 信号,且软启动工作。
同时这个启动信号再经过一个短暂延时,提供 DC/DC 变换器。短暂延时保证 PFC 软启动结束稳定工作
再启动 DC/DC。
在功率级为 Boost 变换器的 PFC 启动前,由于 Boost 尚未工作,输入整流直接通过升压电感对输出
电容充电。但启动时,输出电容电压为零,充电电流非常大,为限制这个冲击电流,通常仔猪电路中串
连限流电阻。当电容电压充电达到输入电网电压峰值时,应当切除限流电阻。这时利用 IC2A 的输出变
为低电平,使得光耦 OP 输入端激活,光耦输出控制有源器件或继电器将输入限流电阻短路。
B. 采用 PWM 控制芯片独立开关电源
100A 以上输出的通信电源(一般输出电压为 54~56V),功率超过 5kW,通常采用采用三相 380V
交流电网输入,而不是单相 220V 输入。三相交流输入一般采用电感滤波以提高功率因数,整流输出电
压大约为 513V 作为辅助电源的供电电压。如果考虑 20%的波动,输入直流电压。达到 650V。图 7-5
是一个通信电源的实际辅助电源。
54
图 7-5 Ui为三相 380V整流输入的DC/DC变换器辅助电源
图 7-5 中,IC1A和IC1B组成欠压和过压保护。IC2 是电流型控制芯片UC3844。辅助电源功率电路
为双端反激变换器,由Q1驱动。提供三个输出:稳定的+12V,未调节的-12V和经过后继稳压的+5V
三个输出。原辅助电源的+12V还提供给一个推挽方波变换器,产生多路 15V电压,供给主功率变换电
路驱动隔离要求。因为+12 是闭环高稳定的电压,方波推挽输出只需简单电容滤波即可,提供给不需
要精密稳定的驱动电源。欠压和过压电路见监视电路一节。
电流型控制芯片UC3844 的启动电流只有 1mA,欠压保护电压启动电压 16V,关断电压 10V,有
6V回差。R1=110kΩ,电容C1为 220µF。根据本节自举供电计算,10ms内达到欠压值 10V,可以提供 120mA
电流。如果扣除UC3844 的启动电流为 17mA外,提供驱动电流约 100mA,足以驱动功率级MOSFET。
Dz1的稳压值为 25V, 限制PWM芯片电压不要超过其击穿电压(30V)。Ui为 513V,电路提供PWM芯片
平均电流仅 5mA。D当主电路工作以后,反激变换器输出+12V通过D4给PWM芯片自举供电。
UC3844 的‘1’脚为补偿端(comp),即误差放大器的输出端,如果将此端电位拉到低电位,PWM
没有输出,即输出被封锁。IC1A 和 IC1B 组成输入欠压和过压保护(详细见欠压过压保护一节),两
者组成一个电压窗口(±20%),在窗口(额定电压工作区)内,变换器有辅助电源;在这个电压范围
外(过压或欠压),辅助电源关闭。
UC3844 的定时电容C5(3n3)和定时电阻R9(5.6kΩ)决定辅助电源工作频率(≈100kHz),死区时间
大约 1µs。R11(1.8k), R12(470)组成+12V的输出取样电路,芯片内部误差放大器的同相输入端电压为
基准电压的一半,2.5V,因此
12
5.2
)
1(
12
11
12
�
�
�
�
�
R
R
U o
V
UC3844 的电流检测端电压范围为 0~0.8V。电流检测电阻为R18=47Ω,如果最大峰值电流时为 0.7V,
芯片的最大最空度为 0.48,额定输入电压时D=0.39,初级电感量为 33.8mH。磁芯采用 3C85 材料,ETD29,
截面Sc=0.76cm2,窗口Sw=1.34cm2。初级峰值电流为
65
10
8.
33
39
.0
10
11
513
3
6
1
1
�
�
�
�
�
�
�
�
�
L
DT
U
I
i
p
mA
变换器最大输出功率为
6.6
10
90
10
8.
33
2
)
39
.0
513
(
2
)
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3
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2
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�
�
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f
L
D
U
P
i
o
W
55
初级线圈与各线圈匝比为N1:N21:N22=530:20: 20:20
铁心磁感应ΔB
0545
.0
10
76
.0
530
10
11
39
.0
513
4
6
1
1
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�
�
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�
�
�
S
N
DT
U
S
N
T
U
B
i
on
i
T
如果考虑变压器效率为 80%,欠压电压为
o
i
o
i
U
U
U
U
N
N
n
min
min
2
1
)
224
.1
~
63
.1(
96
.0
)
4.0
~
3.0
(
5.0
�
�
�
C.功率管选择
根据以上的电流和电压选择场效应晶体管 P3N100.3A/1000V.
d.驱动
IC2 的 6 脚输出控制脉冲,最大幅度为 13.5V.驱动变压器,采用正激式.
Π13×10×5 3C85
7.3 软启动
软启动也称为慢启动。当变换器辅助电源工作正常以后,控制芯片首先得到电源,并发出主电路开
关驱动脉冲,主电路工作。但是,变换器输出通常接一个大电容,启动前输出电压为零,输出电压反馈
迫使控制芯片输出最大占空度。如果允许这样,将有很高的、危险的大电流从输入端流入,通过变换器
功率晶体管,试图对输出电容充电。当输出电容电压上升,一旦输出电容接近额定输出,占空度将达到
稳定额定电压对应值。因为只要输出电容电压低于额定值,占空度总是最大,冲击电流很大。因此,经
常在启动期间变换器失误,烧毁电路功率元器件。所以,在启动时总是设法将占空度从最小值缓慢增加
-软启动来限制输入电流,保护输入整流器和变换器功率管。为了达到有效保护,慢启动时间应当比输
出建立时间长。
不仅在启动时需要软启动,而且在过压、欠压、短路和过热等故障保护跳闸,故障消失后恢复启动
也应当用软启动。
例如在过流时,电流检测启动保护电路将软启动电容放电,软启动电路使占空度慢慢线性增加,如
果过流继续存在,再度将电容放电和软启动,电路处于打嗝工作模式。
某些以前的芯片,没有软启动脚。在这种情况下,从参考地端到误差放大器的同相输入端间加一个
RC 电路,具有相同的效果,使变换器输出电压缓慢增加。有时为了输出与输入隔离,没有用控制芯片
的误差放大器,在这种情况下,可以控制误差放大器的输出端(一般为 comp)。因为此电压与三角波
比较产生 PWM,只要是该点电压最低(除了 494),则占空度最小。用一个二极管组成负或逻辑,将
软启动电容电压引入。在电容上并联一个 NPN 晶体管,作为故
障放电。
常用启动电路:
在输入电压是高压时,电源启动是开关电源设计经常碰到
的问题,如果设计不好,整机就可能起动失败,造成严重后果。
通常,起动的顺序应当是首先建立辅助电源→PWM IC→软
起动→驱动变换器。否则,就是设置了软启动,并不能保证实
现软启动,启动仍然要失败。
为避免启动失误,首先应当在 PWM IC 电源设置欠压保护。
即电源电压尚未达到最低输入电压时,辅助电源虽已正常,但
应使 PWM IC 不工作,如果芯片没有软启动功能,外设软启动
电路应与 PWM IC 同时供电,如图 7.4 所示;当然,目前不少
芯片带有软启动功能,软启动电路应当连接在芯片内部参考电源上,这样,一旦 PWM IC 输出驱动脉
Vh
Vcc
R1
R3
Tr
R4
DV
R5 PWM IC
R2
Vr
D A
图 7.4 电网输入欠压保护和遥控通断电路
56
冲,就是软启动开始。
如果软启动时间常数要于输出电路时间常数,一般软启动电阻不应当超过 1MΩ,么采用较大数值电
容。
在频繁启动也应当具有软启动功能,要实现这种功能,一旦 PWM IC 断电,必须给大电容快速放
电到零,等待下一次软启动。图 7.4 中实现这一功能。
图 1 是PWM IC没有欠压保护的功能,用外电路实现软启动的例子。电路中R1, R2 ,DV组成检测比
较电路对输入电压监测。当输入电压未达到检测电平时,DV不导通,晶体管及基极高电平,晶体管截
至,PWM IC无电源,不工作。当输入电压分压达到DV 基准电平 2.5 伏时,晶体管导通,PWM IC通过晶
体管取得电源而工作,如果软启动接在相同电源上,软启动同时工作.
这里DV作为比较器工作.通常一定要设置回差,以避免保护时因检测电压纹波引起振荡.图中R5引入
基准建立一个的回差.
如果整机要求最低电网输入电压为 220V×0.7=154 伏,当不带 PFC 时,电容滤波为 218 伏直流时启
动 PWM IC. DV 基准 2.5 伏,因此
5.2
2
1
2
�
�
�
i
U
R
R
R
U
V
所以,
2.
86
1
2.
87
1
5.2
218
1
2
1
�
�
�
�
�
�
� U
U
R
R
i
因为单个电阻不应当超过 1MΩ,又不使功率损耗太大,TL431 的参考端输入电流为 2μA,检测电路电流
应当远远大于 2μA.如果选择R1=510kΩ×3,则R2=1530/86.2=17.8kΩ.取 18kΩ.实际欠压值为 152V。在
最低输入电压时,直流 218V时检测电路电流为 218/1.53M=142μA>>2μA.如果不满足上述关系,应当选
择较小电阻。
在最高输入电压 220×1.3=286V 时,直流 404V 时,电阻消耗的最大功率为
W
036
.0
510000
/
)
3
/
404
(
/
2
2
�
�
�
R
U
P
所有电阻采用 1/8W>0.036W。精度 1%.
为了在欠压启动之后不受纹波影响,应当设置回差,例如 10%的纹波,即下降到 152V×0.9=136.8V,直
流 193V. R5未连接时R2电压为
Uimin
R1
R5
Ur=5V
U2
R2
图 7.5 回差等效电路
244
.2
193
1530
18
18
2
1
2
2
�
�
�
�
�
�
i
U
R
R
R
U
V
因为R1很大,电压U2为 2.44V,内阻为R1的电压源. 假定PWM IC的参考电压
为 5V,因此,当连接R5后,输入电压下降到 193 V, U2应当为 2.5 V,等效电路如图
7.5 所示。则
133
256
.0
9.1
18
244
.2
5.2
)
6.0
5.2
5
(
2
5
�
�
�
�
�
� R
R
kΩ
取R5=133kΩ.1/20W.
R3由TL431 的静态电流Iq和决定Tr的Ube决定. Iqmax=1μA,高温时Ube=0.4V,则
400
1
4.0
3
�
�
�
q
be
I
U
R
kΩ
取R3=200kΩ.
57
R4由PWM IC工作电流和Tr的β决定.当参考端为 2.5V时,TL431 通流,晶体管应当饱和导通,应满足
64
.2
100
8.8
30
100
5.2
7.0
12
30
min
4
�
�
�
�
�
�
�
�
�
o
ak
be
cc
I
U
U
U
R
�
kΩ
取R4=2.4kΩ.这里假定PWM IC供电电压Ucc=12V;TL431 导通后阳极和阴极之间电压Uak=2.5V,晶体管
Ube=0.7V; PWM IC工作电流Io=100mA.
通过二极管D将U2引到遥控端A,在A端可用门电路控制.高电平接通电源,低点平关断电源.也作为保
护控制点.
如果芯片带有欠压功能,如 UC3845.
7.5 次序
开关电源内部控制规律一般要注意次序问题,尤其是大功率电源。否则会造成启动失误。
例如,在具有功率因数校正(APFC)的通信电源中,为保证正常启动,希望在接通电源后,延迟
一段时间启动 APFC,接着进入 DC/DC 变换器的软启动。APFC 的功率电路一般为 Boost 变换器,接通
电源后,输入电源经整流、升压电感和升压二极管直接对 APFC 的输出电容充电,当输入电压高于欠压
保护值启动辅助电源,当辅助电源启动后,经延时发出启动信号,开始启动 APFC 和 DC/DC 变换器软
启动使能脉冲。这是因为 APFC 输出电压高,输出电容大,启动时有很大的电流冲击,如果与 DC/DC
变换器一起启动,电流冲击更大,APFC 功率器件应力太大,为此,除了启动时在输入端串连启动限流
电阻限流外,延时到升压电容由输入整流管直接充电至大约 310V 以后接通 APFC 控制电路,减少输入
电流冲击。然后进入 DC/DC 控制的软启动,确保功率器件启动安全。一般 APFC 软启动快于 DC/DC
变换器。
如果有几组输出,软启动时,不是所有电压同时上升,某些电压先上升并稳定,或者总是有一个电
压比另一个高。例如,+5V 电源供给某 TTL 电路,去控制某 12V 继电器,在继电器加功率前,为保证
继电器不错误动作,TTL 需要先接通电源。为满足这个要求,反激变换器是一个很好的选择,因为在
每个线圈上输出电压被另外输出所箝位。所以每个输出电压成正比:也就是如果输出电压输出+5V 的是
2.5V,那么+12V 输出就是 6V 等等。
采用电感滤波的变换器不能保证这个结果。输出电压与负载和输出滤波电容有关。这种情况下,在
启动时,不同输出的有关电压可能在某种程度上受输出电容大小决定:在 12V 端放一个大电容,它最
后上升。
最后,在另外输出允许上升前如果输出完全升起来了并达到稳定,没有选择的可能,但可以用一个
开关如 P 沟道 MOSFET。用一个比较器检测第一个电压是否在最小稳压值以上控制此 MOSFET。
一般更少见的要求在变换器关断时依次关断:再以继电器为例,可能需要在 TTL 断电前先去掉 12V。
在这种情况下,既不是反激(因为变换器不传输功率,线圈不会被另一个箝位),也不是输出电容的数
值(因为负载电流的范围)足以保证次序;实际上大多数由负载决定。开关仅是执行此功能的手段。
7.6 反馈隔离
闭环设计一章详细讨论了反馈控制环路的补偿网络设计,包括控制电压的反馈选择。虽然通常次级
你要调节的电压必须与有误差放大器的初级电气绝缘,也就是在两者之间不允许有直流连接点。在这样
情况下,在输出取样反馈前需要传递次级直流信号。完成隔离反馈的方法很多。但要注意必须在采样、
比较和放大以后再传输到 PWM 控制芯片,避免传输元件的漂移和非线性影响。我们提供几个常用的方
法:
1、 如采用光耦合器传输误差信号,也许用第二个光耦作为反馈迫使它线性化。这方法的问题是如果采
用单光耦,光增益影响带宽;如果用两个光耦不是同一个封装也有问题;同时温度、寿命带来另外
的问题。
58
2、 有些设计者用电压-频率转换,发送频率(或脉冲宽度)调制信号加在带有光耦的隔离或一个变压
器上,抑或一个电容上,然后转换频率返回电压。此法零件太多。
3、 还有人采用一个仪表放大器。即使要你测试高压 500V 端口都行。
图 7.6 是用变压器实现初级与次级电气高压隔离。此电路应用很少的零件,具有不变的带宽,而且
几乎不随温度变化。
此法用于反馈检测隔离的反激和正激变换器输出电压。
变换器主变压器T1次级的一个线圈开关信号驱动一个双极
型晶体管(BJT),(如果没有续流二极管,例如反激,BJT
直接由变压器驱动,且需要与基极串连一个二极管,以避免
在功率MOSFET导通时,E-B之间齐纳效应。)当晶体管导
通时,输出电压加在一个体积很小的变压器T2的初级。典型
的例子,检测电压为 5V,变压器变比为 1:5,加在小变压器
T2次级肖特基二极管和初级地之间是 25V。肖特基和电容组
成峰值检测,此电压分压后降到适当水平提供给误差放大
器。此法的误差在于BJT的饱和压降,此压降在低电流时很
小。变压器初级线圈电阻也很小,因为电流仅数mA。而肖
特基的正向压降是输出电压 25V的几十分之一。用此法可达到 2%的精度,明显超过其它方法。带宽也
十分高-它基本上取决于峰值检测电容和检测电阻网络的时间常数。
L
Uo
T1
T2
反馈
图 7.6 用一个由主变压器驱动的
小正激变换器隔离反馈
7.7 限流
电源常常需要限制电流,即它必须以某种方式限制它可提供的输出电流量。例如充电器。电池失去
它存储容量的大部分,端电压比额定值低得多,如果充电器以浮充电压对电池充电,由于电压差大而电
源内阻小,充电电流非常大,这可能造成充电器失误,也会严重损害电池的寿命,要求限制充电电流。
另一方面,由于操作错误或负载故障造成电源短路,也需要对输出电流限制。输出“短路”时一般在输
出回路总有点阻抗,电流不会无穷大。如果短路可忽略的阻抗,称为“硬短路”,而所有其它短路称为
“软短路”。
尽管使用者要求电源需要硬短路保护,不过从电源保护角度也应当对软短路保护。即不仅保护负载,
而且也要保护电源本身避免损坏,不是所有短路都是 0Ω。一般限流的方法是在常规的两电平电流限制
的典型 PWM 芯片内完成。与开关串联的电流检测电阻(或电流互感器)输出送到 PWM 的限流脚(此脚通
常与电流反馈-电流型控制相同的脚)。如果在此脚电压超过一定值,关断 PWM 进入开关的电流脉冲,
并在下一周期前不再启动,这叫做逐个脉冲限流。如果在电流限制脚高电平并达到第二个电平,PWM 关
断了脉冲,并再次软启动。后面这种方法通常称为打嗝模式。
限流模式和短路保护是不同概念。限流是稳态反馈调节状态,把对输出电压调节,转换到对输出电
流的调节,有稳定性问题;而短路保护往往是瞬态行为。一旦短路要立即进入限流或关闭功率开关,动
作时间要求尽可能快。如果两者结合起来当然更好,一般有两个独立的电路执行各自的功能。
如果变换器有许多输出,上述方法还有问题。初级电流检测设置在避免超过额定功率(即每个线圈
最大负载之和的全部功率)。但是现在假定仅一个输出短路。如果其它各路运行在最大功率,在电流限
制跳闸前几乎全部变换器功率通过一个输出。这个情况的结果要么是烧了此路输出整流器,要么此路变
压器线圈烧断(如果拓扑中有电感也有可能烧电感)。无论如何,变换器要保护自身。
似乎没有一个价廉的方法。假定你没有在每个后继调节器设置限流,最好分别检测电流(用一个电
阻放在每个输出回线与次级地之间,所以你不需要共模抑制),把每个信号送到集电极开路比较器,并
组成“或”逻辑。“或”信号用来控制 PWM 芯片的限流或跳闸脚(如果变换器是非隔离)。或通过一个
光耦控制这个脚。
7.8 开关频率
变换器的开关频率定义为变换器每秒相同状态的次数。例如一个反激变换器的开关晶体管每秒导通
59
和截止 20 万次,则其开关频率为 200kHz。
但在选择定时元件设置一个芯片工作的开关频率时必须稍微当心。某些芯片振荡在一个频率,但用
第一个脉冲驱动一个输出,而第二个脉冲驱动第二个输出,或为了占空度不大于 50%,第二个脉冲不输
出。结果实际变换器频率为振荡频率的一半。因此要求IC能振荡1MHz,变换器实际运行频率却是500kHz。
最大开关频率还有实际限制。问题不是控制芯片,芯片通常可以振荡在 2MHz。问题是 MOSFET 的栅
极电荷。栅极电流正比于频率,所以频率增高,驱动栅极损耗增加。当然开关损耗也与频率有关。新近,
MOSFET 制造商开始生产明显减少栅极电荷器件。对于很高开关频率的变换器,需要栅极电荷很小的器
件。
7.9 同步
控制电路的最后一个题目是同步。如果多台独立振荡的电源并联,输出电压纹波造成变换器差频干
扰。为消除差频干扰,开关电源频率之间需要同步。如果电源给数字电路供电,电源中尖峰精确出现在
电路的瞬态的时间,有时需要开关电源频率用数字系统主时钟同步,通常想法是减少噪声的尖峰对数字
电路噪声裕度的影响。
有些 PWM 芯片具有同步端,而有些则没有。
误差放大器输出(与开关频率比较近似常数)与开
关频率斜坡比较产生 PWM 信号。如图 7.7 所示,
以一定规律导通开关,并当斜坡与误差放大器输出
相等时关断脉冲。当斜坡达到 PWM 内部设定的某
一数值以后,下一个脉冲开始(一个短时间以后)。
同步的想法是用预先在斜坡顶端注入一个信号迫
使斜坡终止(图 7.8)。小的脉冲加在它的顶端,下一个脉冲比它原来的早些开始。
从这个说明可清楚地看到要使一个变换器同步:(1)PWM 的自由振荡频率应当低于同步频率;
(2)短脉冲具有如下特性:能加到斜坡上,幅值足够大到能翻转 PWM 比较器,并且下降沿与 PWM
新的周期相适应。脉冲必须短,因为当脉冲出现时 PWM 逼迫关断(即脉冲作用象死区时间)。
因此,脉冲可用TTL器件产生,例如,通过一个电容耦合到定时电容(参看图 7.8)。电阻R1和R2组
成一个分压器,可以决定脉冲幅度。R1应当小,最大数十Ω,避免斜坡被R1和定时电容构成的RC积分
干扰。此外,来自TTL信号的同步电路端对地应有相当高的阻抗。此法如图 7.7 所示。因为耦合电容十
分大,并与定时电容并联,因此可能影响自由振荡频率。
在我们说明如何同步原理看到,由于提前同步斜坡的峰峰
值减少了。从闭环路稳定性讨论看到斜坡幅值是直接决定环路
增益的因素之一,所以被同步的变换器,直接影响变换器的带
宽和相移裕度。你应当限制同步允许的频率范围,以最高频率
(即最小斜坡幅值)检验电源的环路稳定性。一般不让同步频
率超过 1.5 倍变换器的自由振荡频率。
图 7.7 PWM 产生
图 7.8 同步原理
TTL 脉冲 PWM
定时电容
R2
R3 R1
图 7.8 如何同步 PWM
7.10 过压和欠压保护
7.11 监视电路
7.9.1 电压监视
变换器启动以后,当输出电压在它的最小值与最大值之间时,应当指示输出正常。完成这个功能是
一个迟滞比较器。根据要求的回差选择选择监视元件值可能很费劲,但是选择了参考电压很容易得到解
决。
7.9.2 参考电压
如果规范要求电源调节精度在 5%范围内,你的小心。典型的 PWM 基准电源优百分之几的误差,
并且 5%可能包含监视误差,这意味着包含 1%的电阻公差-因为你不可能得到你所需要的更精确电阻
值,你已经取标准值了,这再加 0.5%。所以在一个隔离反馈变换器中最后优于 5% 是好的了,因为还
60
要加上隔离误差。如上所述,即使十分好的电路具有 1%的误差,如果规范要求隔离的输出调节优于 5%,
最好在次级增加后续调节电路。
用一个例子来说明,例如芯片 UC3525 的参考电压。手册中说明此电压是 5.1V±1%公差。首先请
注意,工业级和军级公差都是 1%,仅型号不同为 UC2525 和 UC1525。而商业级市 2%。但是这 2%仅是
在额定条件下数值。如果由于输入电网、负载和温度变化,商业级公差仅 3%,而不是 2%。此外,长时
间漂移:在 1000 小时以后,元件值可能再改变 0.5%,这样,实际上最后电源的参考电压是 3.5%公差。
还有,你要用分压器将检测电压降低到参考电压值,假定电阻误差 1%,还要附加 1%误差,这样
误差上升到 4.5%。
当然,我们这里说的是极端情况。如果分压器采用相同温度系数电阻;芯片采用稳压供电等等消除
电网和负载对芯片的影响,但是参考电压误差仍在 2%。如果你用
稳压管其它 2 或 3 脚器件,情况是
相同的。最低情况是如果规范要求输出电压稳定精度大于 5%,你得花点钱买一个好的基准芯片,REF01
是最好的选择。或许最好你得问问是否一定要如此高的精度,稳定性有否问题?
如何监视没有负母线的负电源
如果在一个非隔离的变换器中,
为何总是采用迟滞比较器?
比较器有单门限和双门限比较器。单门限比较器增益是有限的,因此在输入电压很小范围内工作
在线性模式。例如,增益为 60dB,即 1000 倍。当输出电压为 10V时(供电电压大于 10V时),输入电
压为 10V/1000=10mV,输入在 0~±10mV之间,比较器处于线性放大状态。这很容易一在供电电压之
间以摆率振荡。此外作为保护电路,例如用一个比单门限较器实现 12V铅酸电池的过放电保护-欠压保
护,一般规定当端电压小于 10.4V断开电池。但是电池是有内阻的,当接近终止电压时,内阻加大,电
池电势扣除负载电流在内阻上压降达到 10.4V,比较器翻转,断开电池。然而负载一旦断开,内阻压降
为零,端电压就是电池电势,例如 11V,因采用单门限比较器,马上翻转,又接通负载,这样来回振荡,
其它保护情况类似。为了使得大到保护电压后不再接通,这里很明显,接通电压应当大于 11V,例如
11.5V。即要求比较器具有从 12V放电到 10.4V断开,从低电压高到 11.5V接通两个门限-双门限比较器,
也就是迟滞比较器。两门限之差称为回差Uh,上例为Uh=11-10.4=0.6V。一般单门限比较器用于波形变
换;而双门限比较器则用于各种保护。
迟滞比较器电路如图 7.9(a)和 7.10(a)所示。在形式上与放大电路十分相似,但是你应当特别注意,
反馈电阻总是接到同相输入端(放大电路反馈接在反向输入端),也就是说是正反馈。图 7.7 中从同相
端输入,参考接在反向端,当双电源供电时,两个输入电平为
)
(
)
1(
max
2
1
2
1
o
r
i
U
R
R
U
R
R
U
�
�
�
�
如果±Uomax相等,则回差Uh=2
max
2
1
o
U
R
R
.当Ur=0 时,上下门限时对称于零点;不等于零时,上下门限
偏移零点量称为偏移量Ud=
r
U
R
R
2
1
。上例中偏移量Ud=(11+10.4)/2=10.7V。
当参考电压接在同相输入端、输入接在反相输入端时,两个输入电平为
)
(
max
2
1
1
2
1
2
o
r
i
U
R
R
R
U
R
R
R
U
�
�
�
�
�
61
式中Uomax为输出饱和电压。两种情况下输出于输入关系如图 7.9(b)和 7.10(b)所示
+Vcc
Uo +Vcc
Ur Uo Uomax Ui Uo
Ui Ui Ur
-Vcc - Uomax -Vcc
R2
Ud
R2
Uh
(a) (b) (a) (b)
图 7.9 同相端输入迟滞比较器
图 7.10 反相端输入迟滞比较器
R1
R1
一般保护电路都是单电源供电,下面用一个实际例子说明设计方法。
设计一个额定输入电压 110V,过压值为 1.35×110=149V,回差 10V;欠压保护 0.82×110=90V,回
差也为 10V 的过
过压和欠压保护电路:采用图 7.11 所示电路。
用一片LM393-双比较器完成过压和欠压保护。因为 393 是OC输出,R3是上拉电阻。电压检测是R1,R4
和R5 组成。UR为两个迟滞比较器公共基准,可来自控制芯片的基准,一般为 5V。393B构成过压,393A
构成欠压保护。一旦出现保护,393 输出为低电平,一般接到控制芯片的COM端,封锁PWM信号。
过压保护:393A
一般控制芯片的UR=5V。过压前 393B输出高电平,二极管D3截止,分压器输出电压应当等于同相
端电压,即基准电压UR。则在过压点输入电压时的分压比
5
5
4
1
8.
29
5
149
R
R
R
R
U
U
R
i
�
�
�
�
�
如果没有特殊要求,一般选择R5=10kΩ,则R4+R1=29.8×10-10=288kΩ。消耗功率小于 0.05W。
当过压以后,393B输出低电平,二极管D5导通,同相端电位
为
UI Ucc
R1
R2 D1
R3
-
R4 + D2
393A
393B
R5
R7
R6 D3
UR
图 7.11
过压和欠压保护
D
D
R
o
U
R
R
R
U
U
U
�
�
�
�
�
6
7
7
)
(
当输出电压下降到 139V 时,393B 回复输出高电平,反相端翻转
点电压为
664
.4
8.
29
139
8.
29
�
�
�
�
�
i
o
U
U
V
两者相等时翻转,得到
921
.0
6
7
7
�
� R
R
R
选择R7=15kΩ,R6=1.3kΩ。
欠压保护:393A
当输入电压低于 90V 时,393A 输出的电平。
90
5
10
8.
29
5
4
min
�
�
�
�
R
R
U
U
i
R
得到
62
R4=6.5kΩ,R1=298-10-6.5=282kΩ
当欠压保护后,393A输出低电平,要回复高电平,同相端应当升到 5V。R2上电流为
0338
.0
5.6
10
5
282
5
100
5
4
1
2
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
R
R
U
R
U
U
I
R
R
i
mA
所以
128
0338
.0
65
.0
5
2
2
�
�
�
�
�
I
U
U
R
D
R
kΩ
最后数据:R1=282kΩ, R2=128kΩ, R4=6.5kΩ, R5=10kΩ, R6 =1kΩ,R7=12kΩ,选择R3=2kΩ,
接到比较器输入端的电路流过的电流应当远远大于比较器的偏置电流。
评述:所选比较器是 OC 输出,接有上拉电阻,高电平值与输出负载有关,由于反馈回路接有二极
管,阻挡了高电平经反馈电路影响分压器,这样过压或欠压点设定比较精确,不受正反馈电路影响。
电阻和分流器
用电阻可以检测电流,但是,在中等电流时应尽量使用较小阻值电阻,避免过大的损耗。此外电
阻具有一定的电感,因此如果测量高频电流较量分量的电流,加在电阻上的电压可能是交流分量的倍数,
而不是直流分量的倍数,由于交流阻抗大于直流电阻。不要用普通的线绕电阻测量电流,而是采用无感
线绕电阻。
分流器也有电感。为了检测高频、大电流,可以用一个电容与分流器并联将电感补偿掉。假定最
小分流器 5A,50mV 的分流器加油 20nH 电感,则分流器的时间常数是 L/R=20nH/10mΩ=2μs,为了
补偿电感需要的电容为 C=t/R=2μs/10mΩ=200μF!这是不实际的方法,可用以下将要介绍的解决方
法。
为了检测高电压端电流,用一个电阻或分流器串联在电路中(图 7.12)。这里的困难在于被测信
号很小,而共模电压很高。因此采用差动放大器(也称为仪表放大器)。
在回线(或地线边)测量电流肯定比高端容易得多。但有时
不希望采用回线测量电流(参看图 7.13):例如,可能有这样的
问题,你的负载比实际地高 50~100mV 直流电压,并比交流电位
高得多。还有,负载地与电源系统不同的地可能对 EMI 造成有害
的影响,所以,由于各种原因希望在高端检测电流。如果在高端
测量电流,但不要用一个提升另一个地。
用一个运放救可以构成差动放大器,如图 7.14 所示。图中R4
构成负反馈。如认为运放为理想的,即增益输入电阻均为无穷大,
应用线性电路叠加原理很容易得到输入与输出关系。同相端输入
电压
1
2
1
2
i
U
R
R
R
U
�
�
�
分别令Ui1和Ui2为零,将两种情况下输出相加,即为两个输入同时作用
与输出的关系。当Ui1=0,电路等效为反向放大器,输出为
图 7.12 测量高端电流需要差动放大
器抑制共模信号
图 7.13 不要在低端检测电流
63
2
3
4
i
o
U
R
R
U
�
�
�
R1
Ui1
+
R2
Ui2
-
R3
R4
图 7.14 单运放差动放大器
当Ui2=0,电路为一个同相放大器,输出为
1
2
1
2
3
4
3
4
1
1
i
o
U
R
R
R
R
R
U
R
R
U
�
��
�
�
��
�
� �
�
��
�
�
��
�
� �
�
�
�
如果R4/R3=R2/R1,则
1
3
4
1
2
1
2
3
4
3
4
1
1
i
i
o
U
R
R
U
R
R
R
R
R
U
R
R
U
�
�
��
�
�
��
�
� �
�
��
�
�
��
�
� �
�
�
�
于是,两个输入同时作用时,输出电压
)
(
2
1
3
4
1
3
4
2
3
4
i
i
i
i
o
o
o
U
U
R
R
U
R
R
U
R
R
U
U
U
�
�
�
�
�
�
�
�
�
可见,输出电压为两输入信号之差。共模信号被抑制了,仅仅放大差模信号。但是,电阻总是有公差的,
如果R4/R3 与R2/R1,不匹配,将减少电路抑制共模能力。可以估计差动放大器的由于电阻公差影响共模
抑制能力:例如,共模电压为 5V,电阻匹配误差为 1%,即使没有差模信号,输出仍有 50mV输出。如
价格允许,可采用公差为 0.1%的电阻。当然可用 1%电阻选配。
如果你想用电容来滤除噪声信号,可得特别当心,任何交流阻抗不平衡,将减少抑制交流共模信号
能力。即使你不加电容,仍然有杂散电容的存在,除非使用的电阻很小,这些杂散参数造成中高频共模
抑制不足。
也可用两个或三个运放组成差动放大器(仪用放大器以及集成仪用放大器)。它们输入阻抗可以认
为什无穷大,减少信号源电流。而大于电流检测,这是无关紧要的,因为电流检测电阻一般非常小。
1k 2nF
Un
10k +
UI -
1k
10k
图 7.15 用一个电容补偿分流器电感
运用差动放大器可以用一个不大的电容补偿分流器电
感,如图 7.15 所示。采用以上相同的例子,2μs 时间常数,
所需要的电容 C=t/R=2μs/1kΩ=2nF。从概念上说,使输出
电压不要由于分流器电感突然上升,而是由 RC 滤波积分缓慢
增加,又不影响直流检测。
故障显示信号应当时低电平
64
越移向高频,抑制高频噪声也越差。在通过到输出端高频分量就越大。
系数k说明fz和fp之间的位置。这里设定k= fc0/fz之fp/fc0。在下一节,将计算由于在fz点双零点在fc0的
相位提升和由于fp的双极点最fc0的相位滞后。
6.11.由于传递函数零点和极点 3 型误差放大器的相位滞后
在第七节指出由于频率fz零点在fc0的相位提升为
((式(17))。
如果在频率f
k
f
f
z
c
zb
1
0
1
tan
)
/
(
tan
�
�
�
�
�
z有两个零点,提升的相位相加。因此由于两个相同频率fz的零点在fc0的提升为
。
k
zb
1
2
tan
2
�
�
�
相似的,因频率fp的极点在fco的相位滞后为
(式(18))。由于在频率f
)
/
1(
tan 1
k
lp
�
�
�
p的两个极点
的相位滞后也是相加。在fc0因频率fp的两个极点的相位滞后为
。相位提升和相位滞
后加上 270°滞后,此 270°是固有的反相 180°加上固有原极点 90°。因此 3 型误差放大器总相位滞
后为
)
/
1(
tan
2
1
2
k
lp
�
�
�
表 3 3 型误差放大器相位滞
后
k
滞后角°(式(21))
2
3
4
5
6
196
164
146
136
128
k
k
tl
1
tan
2
tan
2
270
1
1
�
�
�
�
�
�
�
(21)
通过 3 型误差放大器的总的相位滞后根据不同的 k 值按式
(21)计算,如表 3 所示。
比较表 3 和表 1 可以看到,带有两个零点和两个极点的 3 型误
差放大器远小于 2 型误差放大器的相位滞后。2 型仅有一个极点和
一个零点。
然而 3 型误差放大器用于滤波电容无 ESR 的 LC 滤波器,以减
少相位滞后低于 180°。因此低相位滞后的 3 型误差放大器上必不
可少的,因为
没有 ESR 的 LC 滤波器相位滞后大。
6.12. 3 型误差放大器电路、传递函数和零点、极点位置
具有图 6.14b 的幅频特性电路如图 6.15 所示。可以用第 6.6 节 2 型误差放大器的方法推导它的传
递函数。反馈和输入臂阻抗用算子 s 表示,并且传递函数简化为
)
(
/)
(
)
(
1
2
s
Z
s
Z
s
G
�
。传递函数经代
数处理得到
)]
/(
(
1
)[
1
)(
(
]
)
(
1
)[
1(
)
(
2
1
2
1
2
3
3
2
1
1
3
3
1
1
2
C
C
C
C
sR
C
sR
C
C
sR
C
R
R
s
C
sR
dV
dV
s
G
in
o
�
�
�
�
�
�
�
�
�
(22)
可以看到,此传递函数具有
(a) 一个原极点,频率为
)
(
2
1
2
1
1
0
C
C
R
f p
�
� �
(23)
在此频率R1的阻抗与电容(C1+C2)的阻抗相等且与其并联。
(b) 第一个零点,在频率
1
2
1
2
1
C
R
fz
�
�
(24)
在此频率,R2的阻抗与电容C1的阻抗相等。
(c) 第二个零点,在频率
3
1
3
3
1
2
2
1
)
(
2
1
C
R
C
R
R
fz
�
�
�
�
�
(25)
在此频率,R1+R3的阻抗与电容C3的阻抗相等。
(d) 第一个极点,在频率
42
2
2
2
1
2
1
2
1
2
1
)]
/(
[
2
1
C
R
C
C
C
C
R
f p
�
�
�
�
�
(26)
在此频率,R2的阻抗与电容C2和C1串联的阻抗相等。
(e) 第二个极点,在频率
3
3
2
2
1
C
R
f p
�
�
(27)
在此频率R3的阻抗与电容C3阻抗相等。
为画出图 6.14b的幅频特性,以fz1=fz2,fp1=fp2选择RC乘积。双
零点和双极点频率的位置由k来决定。根据k获得希望的相位裕度。
图 6.14b中误差放大器在希望的fc0处(图 6.10)斜率+1 处的增益令其等于LC滤波器的损耗,但符号相
反。
C2
C3 R3 C1 R2
R1
Vin
EA Vo
图 6.15 具有式(22)的 3 型误差放大器
从表 3 和传递函数式(22),可以设置希望的零点和极点频率,设计例子如下。
6.13. 设计举例-具有 3 型反馈环路的正激变换器稳定性
设计一个正激变换器反馈环路,正激变换器具有如下的参数:
V0=5.0V; Io=10A; Iomin=1.0A; 开关频率fs=50kHz; 输出纹波(p-p)<20mV。并假定输出电容按广
告说的没有ESR。
首先,计算输出 LC 滤波器和它的转折频率。在第九节中得到
6
6
10
30
10
10
20
5
3
3
�
�
�
�
�
�
�
�
�
o
o
o
I
T
V
L
H
假定输出电容的 ESR 为零,所以由于 ESR 的纹波也为零,但有小的电容纹波分量。通常很小,
因此所用的电容比 2 型误差放大器例子中应用的 2600μF 要小得多。但保守些本设计电容仍采用 2600
μF,且其 ESR 为零,于是
570
10
2600
10
30
2
1
2
1
6
6
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
o
o
c
C
L
f
Hz
假设和 2 型误差放大器一样,调制器和采用电路的增益是-1.5dB。LC 滤波器加上调制器、采样
电路的幅频特性如图 6.16 中曲线 ABC。-1.5dB 的水平增益一直上升到频率 570Hz 的点。然后它突然
改变转向-2 斜率并因为 ESR 为零一直保持这一斜率。
选择fc0等于 1/4 或 1/5 开关频率,即 50/5=10kHz。图 6.16 曲线ABC上在 10kHz的损耗为-50dB。
因此使fc0=10Hz,在 10kHz误差放大器的增益设置为+50dB(图 6.16 中F点)。但是误差放大器在fc0必
须+1 斜率,加到-2 斜率的LC滤波器上,以产生-1 的斜率。因此,在F点画一个+1 斜率直线,在
低频方向延伸到fz-双零点频率;在高频方向延伸fp-双极点频率。然后由k(表 3)根据需要产生的相
位裕度决定fz和fp。
D
I G
+60
+40 J
E H
+20
K
A B
0 L
-20 M
-40
fc0
-60 C N
102 103 104 105
图 6.16 幅频特性-3 型误差放大器
假定相位裕度 45°,于是误差放大器加上 LC
滤波器的总相位滞后是 360-45=315°.但 LC 滤
波器因没有 ESR 零点滞后 180°,这留给误差放大
器允许的滞后角为 315-180=135°.
由表 3 得到k=5 时相位滞后 136°,这已经十
分接近。在fc0=10kHz时,k=5,fz=2kHz以及
fp=50kHz。因此图 6.16 中斜率+1 直线扩展到
2kHz的E点,由这一点转折向上(由于原极点向
高频为斜率-1)。再由F以斜率+1 向高频扩展
到双极点频率 50kHz,在此因两个极点转为斜率
-1.
曲线IJKLMN是总的开环幅频特性,也是曲
线ABC和DEFGH之和。可以看到在 10kHz(交越
频率fc0)为 0dB,并以斜率-1 交越。k=5 产生需
要的 45°相位裕度。现在来决定符合图 16 误差
放大器幅频特性DEFGH的元件参数。
43
6.14. 为产生希望的 3 型误差放大器幅频特性的元件选择
运用四个极点和零点频率公式(式(24)~(27))来选择 6 个元件(R1, R2 ,R3, C1, C2,C3)参数.
任意选择R1=1kΩ。第一个零点(在 2kHz)出现时,R2=X2,因此在此频率反馈臂阻抗主要是R2本
身,增益为R2/R1.从图 16 可见,在 2kHz误差放大器增益是+37dB,即 70.8 倍,如R1=1kΩ,则
R2=70.8kΩ,因此由式(24)得到
011
.0
2000
)
70800
(
2
1
2
1
2
1
�
�
�
�
�
zf
R
C
μF
由式(26)得到
45
50000
)
70800
(
2
1
2
1
2
2
�
�
�
�
�
pf
R
C
pF
由式(25)得到
08
.0
2000
)
1000
(
2
1
2
1
1
3
�
�
�
�
�
zf
R
C
μF
最后由式(27)得到
40
50000
)
10
08
.0
(
2
1
2
1
6
3
3
�
�
�
�
�
�
�
pf
C
R
Ω
6.15.反馈环路的条件稳定
当加载和运行的正常工作条件下反馈环路可能是稳定,但在接通或输入电网瞬态变化时,可能收
到冲击而进入连续振荡。这种奇特情况称为条件稳定,可由图 17a 和图 17b 来说明。
图 6.17a 和图 6.17b 分别画出了总的开环相频特性和总的幅频特性。如果有两个频率(A 点和 C
点)开环总相移达到 360°(图 17a)就发生条件稳定。
回顾一下振荡判据是在某一个频率开环增益为 0dB 时,总的开环相移是 360°.如果总开环相移在
给定频率是 360°,但在那个频率总开环增益大于 0dB 环路仍然是稳定的。这可能难以理解,因为如
果某个频率通过环路返回的信号与初始信号精确同相,但幅度加大,每次围绕环路幅度加大一些,就
会出现以上情况。当达到一定电平时,损耗限制了更高的幅值,并保持振荡。但数学上可以证明,不
会出现此情况,这里的目的只不过是要接受如果总开环增益在总开环相移位 360°的频率是 1 时不会
出现振荡。
总开环相移(°)
220
280 B
320 C-无条件稳定
360 100 A
f/Hz
条件稳定 (a)
+60 开环增益(dB)
+40
+20
0
100 1000 100kHz
-20
-40
(b)
图 6. 17
如果存在两个频率总开环相
移位 360°,环路可能是条件稳定。可能在
启动时增益瞬时降低到 0dB,出现条件振
荡,即 360°相移,增益 0dB。一旦振荡破
坏,就继续下去。电路就在 B 点条件稳
定,因为增益绝不可能瞬时增加。
在图 6.17a 中,环路在 B 点无条件稳定,因为这里总开环
增益虽然是 1,但总开环相移比 360°少大约 40°-即在 B 有
一个相位裕度。环路在 C 是稳定的,因为总开环相移是 360°,
但增益小于 1,即在 C 点有增益裕度。但在 A 点环路是条件稳
定。虽然总开环相移是 360°,增益大于 1(大约 16dB),如前
所述环路是条件稳定的。
但是,如果在某种情况下,比如说在初始启动时,电路还
没有进入均衡状态,并且在 A 点频率开环环路增益瞬时降低到
16dB-存在振荡条件,增益为 1 和相移 360°,电路进入振荡并
保持振荡。在 C 点不可能停留在条件振荡,原因是增益不可能
瞬时增加。
如果存在条件振荡(绝大部分在初始启动),可能出现在
轻载条件下输出 LC 滤波器转折频率处。由图 6.3A 和图 6.3b 可
见,轻载 LC 滤波器在转折频率处有很大的谐振增益提升和相
移变化。在转折频率处大的相移可能导致 360°.如果总开环增
益(这在启动时是无法预计的)可能是 1 或者瞬时是 1-环路
可能进入振荡。计算这种情况是否出现是相当困难的。避免这
种情况的最安全的方法是在 LC 转折频率处一个相位提升,即
引入一个零点,消除环路的某些相位滞后。只要在采样网络的
上分压电阻并联一个电容就可以做到(图 6.12)。
6.16. 断续模式反激变换器的稳定
44
6.16.1 由误差放大器的输出到输出电压端的直流增益
环路的主要元件如图 6.18a 所示。设计反馈环路的第一步是计算由误差放大器的输出到输出电压
端的直流或低频增益。假定效率为 80%,反激变换器的输出功率
o
o
p
R
V
T
I
L
P
o
2
2
)
2
/
(
8.0
�
�
(28)
Ip=VdcTon/Lp;因此
o
o
p
on
dc
p
R
V
T
L
T
V
L
P
o
2
2
2
)
/
(
8.0
�
�
(29)
又图 18b可以看到,误差放大器的输出与 0~3V三角波比较形成PWM波,产生的矩形脉冲宽度
(Ton-图 6.18c)等于三角波开始时间到直流电平Vea与其相交时间。此Ton将是功率晶体管Q1导通时
间。从图 18b可以看到Vea/3=Ton/T则Ton=VeaT/3。将它代入式(29)得到
o
o
ea
p
dc
p
R
V
T
T
V
L
V
L
P
o
2
2
2
2
)
3
/
(
)
/
(
8.0
�
�
即
C2
T1 C1 R2 T
Vo 3V
Vea Vea
Np Ns Co R1 EA
Vin Lp + PWM Vt
Resr
Ro 0V
Vref Vt
(b)
Q
基极驱动 Ton Ton
(a)
(c)
图 6.18 断续模式反激变换器反馈环路
p
o
ea
dc
o
L
T
R
V
V
V
4.0
3
�
(30)
而从误差放大器输出到输出端的直流或低频增益为
p
o
dc
o
L
T
R
V
V
V
ea
4.0
3
�
�
�
(31)
6.16.2 断续模式反激变换器传递函数,即从误差放大器输出到输出端的交流电压增益
假定一个频率fn小正弦信号插入串联到误差放大器的输出端,这将引起T1 初级电流脉冲(电流峰值
为Ip)三角波的幅值正弦调制,因此,在次级也引起三角波电流脉冲的正弦幅值调制(瞬时幅值为
IpNp/Ns)。次级三角电流的平均值同样以正弦频率fn调制,因此有一个频率fn正弦波电流流入并联Ro,Co
的顶端。但对戴维南等效来说,Ro与C0是串联的。可以看到,Co上的输出交流电压幅值从频率fp=(2π
RoCo)-1开始以-20dB/Dec,即以斜率-1 衰减。简而言之,在误差放大器输出到输出端的传递函数中在
频率
o
o
p
C
R
f
�
2
1
�
(32)
有一个极点,并且在此频率以下的直流增益由式(31)决定。
这与 LC 滤波器相反。在这样的拓扑中,插入到误差放大器输出的正弦波电压给 LC 滤波器地输入
一个正弦波电压,此电压通过 LC 滤波器以-40dB/Dec,即斜率-2 衰减,也就是说 LC 滤波器在输出端
有两个极点。
当然,反激拓扑输出电路端单极点衰减即斜率-1 改变需要稳定反馈的误差放大器的传递函数。在
大多数情况下,反激变换器的输出电容具有 ESR,在频率
45
o
z
ESRC
f
�
2
1
�
(33)
转折。
完整分析反激变换器的稳定问题应当考虑最大和最小输入直流电压,以及最大和最小负载电阻。
式(32)指出直流增益正比于Vdc和Ro的平方根,因此输出电路的极点反比于Ro。
在下一节图解分析时Vdc和Ro所有四种组合应当考虑输出电路传递函数随之变化情况。
对于一个输出电路的传递函数(一个电网电压和负载条件)将误差放大器的传递函数设计确立希
望的频率fc0,并fc0总开环幅频特性以斜率-1 交越。应当注意,另一个输出传递函数(不同电网电压和
不同负载条件)总增益曲线在fc0以斜率-2 交越,并可能引起振荡。
例如,考虑Vdc的变化小到可以忽略。用式
(31)计算直流增益,并用式(33)计算输出电路
的极点频率,假定Romax=10Romin。在图 19 中,曲线
ABCD是输出电路Romax时的传递函数;式(31)给
出A到B的直流增益。在B点,因为式(32)给出的
输出极点以斜率-1 衰减。在C点,因为输出电容
的ESR零点斜率转向水平。C点 的频率由式(33)
计算,电容定额在很大耐压和电容量范围内,ESR
×Co=65×10-6ΩF。
再 回 到 图
6.19, 曲 线 EFGH 是 输 出 电 路
Romin=Romax/10 时的传递函数。因为fp反比于Ro,它
的 极 点 频率 10 倍于Ro 。在 F 点的 直 流 增益为
10dB,低于Romax,因为增益正比于Ro的平方根
(
dB
10
10 �
)。Romin输出电路的传递函数画法
如下:在 10 倍于B点频率的F点,低于B点 10dB,
向 低 频 方 向 画 一 水 平 的 直 流 或 低 频 增 益 直 线
( EF ) 。 在 F 点 , 画 一 斜 率 - 1 的 直 线 ( -
20dB/dec),并继续画到ESR零点频率G,再由G点一直向高频区画一水平线。
P6
40 p5 p3
p4 EA
A B
20 p2
E F
0 Ro=0.5OM p7
Ro=5OM
-20 G
fc0 H
p1
C D
1 10 100 1000 10k f/Hz
图 6.19 稳定反激变换器反馈环路的幅频特性
从图 6.19 的输出电路的传递函数 ABCD 和 EFGH 画出误差放大器的误差放大器的幅频特性,即传
递函数如下节。
6.17.断续模式反激变换器的误差放大器(EA)的传递函数
在图 6.19 中,令fc0在Romin曲线EFGH上的 1/5 开关频率(p1)。通常fc0出现在输出传递函数的水平
线上。为使fc0落在希望的位置,将误差放大器在fc0(p2)的增益设计成与输出电路p1 的损耗相等,且
符号相反。因为EFGH在fc0的斜率是水平线,误差放大器幅频特性在高频方向(p2)的斜率必须为-
1。
从p2 点向低频方向画一斜率-1 的直线,扩展到稍低于C点频率(p3 点)。Romax时的传递函数是
ABCD曲线。因为总幅频特性在新的fc0必须以斜率-1 通过,此新的fc0将出现在损耗与误差放大器直流
增益相等,且符号相反(p4)。P3 点的精确频率是不严格的,但必须低于C点频率,以保证绝对最大
的Ro时C点可能达到的最大损耗要与误差放大器的增益在-1 斜率段相等,且符号相反相匹配。于是有
一个极点相应于频率fp位于p3 点。采用 2 型误差放大器。任意选择一个足够大的输入电阻R1(图 6.18a),
不至于使采样网络作为负载。
由图上读得幅频特性水平部分的增益(p3~p5),并令其等于R2/R1(图 6.18a),确定R2。从极点频
率fp和R2确定C2(=1/2πfpR2)值(图 18a)。
沿水平线p3-p5 扩展,在p5 引入一个零点,以增加低频增益和提供一个相位提升。在p5 的零点频
率fz是不严格的,应当低于fp大约 10 倍。为了确定fz的位置,选取C1=1/2πfzR2。用以下的例子说明上述
的选择。
6.18.设计举例-稳定一个断续模式反激变换器
用下面的例子设计反激变换器反馈稳定。假定输出电容有 ESR,采用 2 型误差放大器。电路如图
6.18a,其参数如下:
46
Vo=5V; Ionom=10A;Iomin=1A;
Vdcmax=60V; Vdcmin=38V;Vdcav=49V; 开关频率fs=50kHz
;纹
波电压Vrip=0.05V; 初级电感Lp=56.6μH(假设效率为 80%,Ton+Tr=0.8T,晶体管和二极管压降为
1V)。输出纹波决定输出电容值Co=IomaxTof/Vrip=2000μF,Resr=0.03Ω。
在断开瞬时,峰值次级电流可达 66A,将引起很窄的尖刺 66×0.03=2V加在电容端。应当说明的
是利用小的LC滤波或增加一个Co可以降低ESR窄脉冲。这里强Co增加到 5000μF,ESR降低到 0.012
Ω.Q1关断时的尖刺为 66×0.012=0.79V,再用一个放到反馈环外边小LC滤波就可降低到允许的水平。
现在可以画出输出电路的幅频特性-首先是R0=5/10=0.5Ω。由式(31)得到直流增益为
3.4
10
6.
56
10
20
5.0
4.0
3
49
4.0
3
6
6
�
�
�
�
�
�
�
�
�
p
o
dc
L
T
R
V
G
即 12.8dB。
由式(32)得到极点频率为
7.
63
10
5000
5.0
2
1
2
1
6 �
�
�
�
�
�
�
�
�
o
o
p
C
R
f
Hz
由式(33)得到 ESR 零点频率为
2500
10
65
2
1
2
1
6 �
�
�
�
�
�
�
�
o
esr
esr
C
R
f
kHz
在Ro=0.5Ω时的输出电路的幅频特性如图 19 中EFGH。水平部分为 12.8dB一直到fp=63.5Hz。这里
由于ESR在 2.5kHz的零点斜率转向-1。现在可以画误差放大器的幅频特性。
选择开关频率的 1/5 即 50/5=10kHz为fc0。在EFGH上当频率为 10kHz时损耗是-19dB。因此误差
放大器在 10kHz增益取 19dB。在 10kHz取 19dB(p2),并画一条斜率-1(-20dB/dec)的直线,然后
延伸此直线到稍低于fesr-即到 1kHz的p3 点,39dB。在p3 点,向低频方向画一水平线到p5 点,频率
300Hz(零点位置)。零点位置是不严格的,在 6.17 节,p5 低于p3 点频率应当是一个十倍频。有些设
计者实际上忽略了p5 的零点。但这里加入零点是为了提升一些相位。因此从这一点在低频方向增益转
向斜率-1。
现在来证实Romax=5Ω总幅频特性(输出电路加上误差放大器的传递函数)以斜率-1 在fc0交越。由
式(31)得到Romax=5Ω时直流增益为 13.8 即 23dB。由式(32)得到极点频率为 6.4Hz。ESR频率保持在
2.5kHz。因此Ro=5Ω时输出电路的传递函数是ABCD。因此,新的fc0在误差放大器的幅频特性p6-p5-
p3-p7 等于ABCD上的损耗的频率。可以看到,在p4 点(3.2kHz),输出滤波器的损耗为-29dB,而误
差放大器的增益是+29dB。可以看到,误差放大器增益与ABCD之和(等于总幅频特性)以斜率-1
通过fc0。但是,必须注意到如果Ro加大些,曲线ABCD还要降低到较低数值,因此先前决定的误差放
大器的幅频特性增益相等,符号相反于输出滤波器损耗特性的点应当出现在每根曲线的斜率-1 交越
处。
因此总的幅频特性在斜率-2 处交越新的fc0并出现振荡。这样,按照一般规律,断续模式反激变换
器在最小负载电流时应当仔细测试稳定性(最大Ro)。
下面作p6-p5-p3-p7 误差放大器幅频特性。在图 18a中,任意选择R1=1000Ω。由图 19 可以看到P3
点 的增益是 38dB,即额定增益为 79 倍。因此R2/R1=79,即R2=79kΩ。P3 极点为 1kHz,C2=(2πfpR2),即
C2=2nF。误差放大器在 300Hz的零点,C1==(2πfzR2)-1=6.7nF。
因为输出电路的单极点特性,其绝对最大相移是 90°.但存在ESR零点,在断续模式反激变换器
中,极少出现相位裕度问题。考虑到Ro=0.5Ω情况,在fc0(10kHz)由于 64Hz的极点和ESR在 2.5kHz的零
点,滞后角为
6.
13
76
6.
89
)
25000
10000
(
tan
)
64
10000
(
tan
)
tan
)
(
tan
1
1
1
0
1
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
z
p
p
c
f
f
f
f
�
°
而误差放大器由于 300Hz 零点和 1000Hz 极点在 10kHz 的滞后角(参看图 20 中曲线 p6-p5-p3-p7)为
270-
266
84
88
270
1000
10000
tan
300
10000
tan 1
�
�
�
�
�
�
°
因此,在 10kHz的总相位滞后为 13.6+266=280°。在fc0的相位裕度为 360-280=80°.
6.19.误差放大器的跨导
47
通常应用的许多芯片(1524,1525,1526 系列)含有跨导运算放大器。跨导gm等于单位输入电压变
化引起的输出电流的变化,即
in
o
m
dV
dI
g
�
于是在输出端与地之间并联的阻抗Zo有
o
m
o
o
o
Z
g
Z
dI
dV
�
�
则电压增益 G 为
o
m
in
o
Z
g
dV
dV
G
�
�
空载时,1524,1525,1526 系列放大器通常直流增益委 80dB,在 300Hz 有一个极点,然后以斜率-1
即-20dB/dec 衰减。如图 6.20a 曲线 ABCD 所示。
并联在输出端和地之间的纯阻性Ro的幅频特性是一个常数,并等于gmRo,一直到与图 6.20a中
ABDC曲线相交的频率。1524,1525,和 1526 系列的gm一般为 2mA/V。如电阻Ro=500k,50k和 30k时,增
益分别为 1000,100 和 60,如图 6.20a中p1-p2,p3-p4 和p5-p6。
在大多数情况下,需要应用 2 型误差放大器幅频特性。这很容易用图 6.20b中输出与地之间并联网
络实现。在低频时,Xc1远远大于R1,因此C1有效,与C2并联,再与内部引起 300Hz开环极点的内部
100p并联。这将 300Hz极点移到较低频率,而且这那个较低频率以后增益以斜率-1 衰减。在频率
fz(=1/2πR1C1)时,Xc1=R1,有一个零点,且增益斜率转向水平,增益为gmR1。频率提高,在频率fp=1/2π
R1C2,Xc2=R1极点使斜率转向-1.图 20b电路的幅频特性如图 20c所示。
G(dB)
fp=300Hz
A B
p1 Ro=500k p2 C1
+60 C2
R1 A
+40 p3 50k p4 (b)
p5 p6 fz fp
30k
+20 C
B
0 D
102
103
104
105
106 f/Hz 102
103
104
105
106
f/Hz
(a) (c)
图 6.20 1524,1525 系列 PWM 芯片误差放大器开环空载幅频特性
更加普遍的情况,1524,1535,1526 系列PWM芯片的误差放大器的幅频特性用上面提到的图 6.20b
输出到地网络,而不是采用一般运算放大器方式整形。用并联到地的图 6.20b的网络,而不是像普通运
放反馈到反相输入端,R1在数值上有限制。在上面提到的芯片内部误差放大器不能够灌进或拉出大于
100μA电流。对于 0~3V的PWM调制器,误差放大器输出由于电网或负载突然变化,可能由三角波底
部移到顶部 3V电压。因此R1要是小于 30kΩ,3V快速偏摆要求大于 100μA,这样相应快速负载和电
网变化速度延缓了。因为 100μA限制了输出电流,许多设计者不应用PWM芯片内部误差放大器。因
为芯片内部输出引出一个输出脚,有些应用一个更好的外部误差放大器,且连接到芯片误差放大器的
输出端口的相应脚上。
但是,采用芯片内部误差放大器从成本来说是重要的。输出滤波的计算指出在fc0滤波器损耗与误
差放大器匹配上如此之低。R1必定小于 30kΩ。如果发生这种情况,为了匹配人为的增加输出滤波在
fc0损耗,R1可以增加到 30k。可以很容易通过增加输出滤波电感或电容,将它的极点频率向低频移
动,来增加fc0处输出滤波器的损耗。
48
6.20 开环响应测试
1.如何测试开环响应
前面讨论了频率特性和数学分析方法,都是基于系统是线性的,或作了线性化处理。一般在小信
号情况下才进行线性化。如要求系统稳定首先要求小信号静态稳定。因此,可以通过试验的方法测量
系统小信号开环频率特性。
桥式、半桥、推挽、正激以及 Buck 变换器都有一个 LC 滤波电路,输出功率电路对系统系统性能
影响最大。为了讨论方便,以图 6.21 为例来说明测试方法。图 6.21 是一个测量 Buck 变换器开环频率
特性示意图。电路参数为:输入电压 15V,输出电压为 5V,滤波电感和电容分别为 L=44μH,C=200
μF,PWM 控制器采用 UC2825,它的锯齿波幅值为 1.8V,只用两路脉冲中的一路,最大占空比为 0.5。
为了测量小信号频率特性,变换器必须工作在实际工作点:额定输出电压、占空比和给定的负载电
流。
从前面分析可知,闭环稳定性与开环频率特性有关,并通过误差放大器反馈网络设计校正达到闭
环稳定要求。测量开环特性只要测量误差放大器以外的开环幅频和相频特性。有了此幅频和相频特
性,根据第一章方法选择误差放大器类型,对开环特性进行校正,达到闭环稳定。因此,在测量前,
先将输入到误差放大器反相输入端的连线断开,再将 PWM 控制器中误差放大器连接成跟随器,即增
益为 1。用一个求和电路,将一个可调直流电压源与网络分析仪的正弦波扫频信号相加,再送入误差
放大器的同相输入端,然后将变换器加上输入电压,慢慢从零调节可调电压源,使变换器输出电压达
到额定值。可调电压源和供电电压源是实验室
专用设备,可调电压源应可精确调整到 mV
级。
Vin=15 44μH ACout Vo=5V
220μF
ACin
EA
1~2mV
Fs=250kHz
可调电源
图 1 Buck 变换器开环测试原理图
一旦输出电压设定准确,就可用网络分析
仪进行开环测量。在图 6.21 中,最低频率
(在 10Hz 以下)是 11.8dB,相位移是 0°。
这是实际上是 PWM 调制器增益:低频时,LC
滤波器无衰减作用,输出电压
D
DV
V
in
o
15
�
�
占空比 D
8.1
15
2
1
ea
V
�
�
D
则
ea
ea
o
V
V
V
17
.4
8.1
5.7
�
�
电路增益为
17
.4
�
ea
o
dV
dV
即 12.4dB
此值与测量值相差 0.6 分贝,这可能是 MOSFET 有限的开关时间引起的。如果将网络分析仪频率
增加,电路增益将增加,同时发生相位滞后,这主要是 LC 滤波网络谐振引起的。可以计算电路的谐
振频率为
1618
2
1
�
�
LC
f
�
kHz
非常接近测量值。
增益的提升大小与电路输出负载有关,是临界阻尼,过阻尼还是欠阻尼有关。如果负载轻,电路
处于欠阻尼状态,提升幅度大,相位变化剧烈;反之,过阻尼,一般是满载,没有增益提升,相位变
化缓慢。
当分析仪频率超过谐振频率,电路增益急剧下降,以 10 倍频 40dB 衰减(-40dB/dec)。相位移
趋向-180°。因为在 LC 谐振频率点有两个极点。当频率进一步增加,幅频特性变为-20dB/dec,相
位也随之提升。这是因为输出电容存在 ESR。测量得到这个转折频率为
49
C
R
f
esr
�
2
1
�
=6kHz
因为C=220μF,测量得到Resr大约为 120mΩ。其乘积CResr=26.4×10-6与 65~85×10-6相差较大。
由于存在这个零点,相位移没有直接趋向-180°.如果继续朝高频测量,可以看到幅频特性仅以-
20dB/dec 衰减。
16
(dB)
11.8
8
0
10 102 103
f/Hz
20
0
phase
-60
-100
-140
10 102 5×102
104
图 6.22 Buck 变换器开环测量
有了这个幅频和相频特性,加上取样电路的增益就是变换器除误差放大器以外的开环特性:取样
电路一般是电阻网络,PWM芯片中基准通常为 2.5V,本例取样电阻R1=R2则增益为-6dB,与频率无
关。将PWM加上输出电路的幅频特性下移 6dB。
为了获得闭环稳定,选择误差放大器的类型,保证在开环幅频特性以斜率-1
如果输出滤波电容有 ESR,开环幅频特性在 ESR 转折频率以后交越频率轴。由于是电压控制模
式,假定选择带宽为 500Hz,低于输出滤波器的谐振频率。如果采用电流控制模式,带宽可大于滤波
器的谐振频率。用一个 RC 网络将相位移回到-90°。
根据 Venable 首先证明的,希望误差放大器给出所需的相位裕度,即相位提升,根据计算有三种
补偿方法。实际处理时,设置零点和极点频率对称于带宽(交越)频率。在带宽频率以下零点引起相
位提升,在带宽以上极点引起增益下降。有 1 型、2 型和 3 型三种误差放大器。
如果将网络分析仪设定在带宽 500Hz,测量得到增益为 12dB,相位为-7°.已经在转折频率处测
得增益和相移,下一步是选择相位裕度,根据先前的讨论,定为 45°。
第四步计算误差放大器所需的增益。因为开环增益是 12dB,将增益在 500Hz 减少 12dB 为 0dB。
因此误差放大器在 500Hz 是-12dB。这一步要特别当心。
第五步是计算要补偿的相位
90
�
�
�
P
M
boost
50
其中M-希望的相位裕度;P-是测量得到的开环相位移。对于本例,boost=45-(-7)-90=-38°.因为小于
零度,故没有相位提升的必要,所以可采用 1 型误差放大器。最后一步是选择R1。因为输出电压为
5V,UC2825 芯片有一个 5V基准,不需要Rbias.选择R1=10kΩ.如果输出电压高,则需要分压。偏置电
阻不影响误差放大器的增益或相位。输出电压可通过Rbias调整,但不影响放大器。不过影响开环增益
和闭环稳定性。这就是为什么测量要接近工作点进行。
本例仅需要 1 型误差放大器,C1计算如下:
127
10
25
.0
500
2
1
2
1
4
1
1
�
�
�
�
�
�
�
�fGR
C
nF
选取 120nF。实际电容有 20%的公差。一般应选择公差在 10%以内比较好。
如果采用 2 型误差放大器
避免使用大于 1MΩ,和小于 22pF 的电容,分布的杂散参数使得反馈环路参数非常不精确。如果你计
算出的元件数值超出此范围,使用于各不同的数值,用 1k 代替 10k。
51
第八章 效率与散热设计
8.1 效率
定义
效率定义为变换器的总输出功率除以总输入功率,即
i
o
P
P
�
�
式中Po-输出功率;PI-输入功率。输入功率必须包括假负载、辅助电源、EMI滤波、保险丝等一切损耗。
偶尔你会听到“功率级效率”,是不包含辅助电路只是功率通路象功率器件和磁元件的变换器效率。
效率为什么重要?
除了满足规范外,对效率的兴趣在于:输出一定的功率时,变换器要损耗相应的功率,变换器消耗
功率就意味着发热。变换器温度高低对 MTBF 影响很大,高效率,温升低使产品长寿命。
效率可能对用电池供电的设备更重要,电池的容量是有限的,再次充电前甚至节约 1W 就可以延长
供电时间。
家用电器所用的开关电源的效率也很重要。因为典型的家庭用电美国限制在 20A 以下,如果变换器
效率低,就不可能提供正常的输出:很大功率消耗在变换器中,不可能足够的电能传输到负载而不跳闸。
模块效率
模块电源是很小的变换器,固化在一个扁平的外壳中,典型的装在 PCB 板上。电源工业界所说的模
块效率不是额定负载的最大效率(即说明书中所说的“效率高达…”).而模块工业界的效率则是单个模
块效率。这就是说,如果要应用模块需要附加一些部件,组成一定功能的变换系统。例如实际上还要加
上 EMC 滤波或输入 PFC、输出滤波等,这是不足为奇。但这样,系统效率当然变差。销售商并未对此
说明。
大于 90%效率?
一般有经验的设计者根据经验可以决定将要设计的变换器效率。可以根据一般规律,帮你解决如何
满足特殊效率规范要求。
1. 当输出电压低于 5V,在输出二极管上的损耗随输出总功率增加而增加(因为二极管压降总是相同的
电压);如果在 5V 输出总要大于 80%效率,你可能需要同步整流。
2. 在低功率(<1~2W),IC 源电流和栅极驱动电流影响效率,在此功率水平,能达到 70%已经是相当
不错的了。为了达到最大效率,你必须应用 CMOS PWM,而二极管采用同步整流。
3. 高效率几乎总需要较大的磁芯。
4. 如果输出输入都是高压,可以获得高效率,因为对于给定功率水平电流小,变换器损耗正比于I或
I
2.
5. 在低到中等功率变换器效率几乎没有超过 95%。从概念来说,假定你要构建一个输入功率 100W 的
变换器。如果这个变换器效率是 80%,因此它的输出是 80W,内损耗为 20W。增加 2%的效率,即
82%,换句话说输出 82W,节约 2W,减少损耗 10%.也就是说,假定变换器效率已经是 90%,所以
输出功率是 90W,内损耗为 10W,如果增加效率 2%,得到 92W 输出,节约 10W 损耗中的 2W,即 20
%。很清楚,节约损耗 10%要比节约 20%损耗容易,效率超过 90%再增加效率 2%变得十分困难。
计算举例 1
在你设计变换器之前,可很好地估计你的变换器效率。的确,如果需要高效率,你肯定需要这样的
估算作为选择拓扑过程的一部分;选择错误的拓扑导致此后试图提高效率要花很大代价。作为一个例子,
我们来分析 10W 输出、断续导通模式、隔离反激变换器的效率(图 8.1)。事实上,我们可以应用第五
章磁元件的变压器,因为我们计算了变压器的损耗为 150mW。
63
第五章假定参数如下:输入 48VDC,没有波动,在此电压占空度为 0.45,开关频率为 250kHz,(当
包括二极管正向压降时,占空度稍微超出 45%,此误差对变压器损耗没有明显影响)。输入电压为 48V,
匝比 10:1,假定输出为 5V/2A,保证断续导通,计算如下。
重新计算占空度 D。在 2A 时,肖特基正向压降约 300mV。这意味着输入传输的功率为(5+0.3)
×2=10.6W。应用第五章公式有
10:1 1N5825
48V 5V/20A
20μF 20μF
10V
IRF620
图 8.1 断续反激变换器功率级
463
.0
48
6.
10
10
93
10
250
2
2
6
3
�
�
�
�
�
�
�
�
U
fLP
D
在这个占空度初级峰值电流为
956
.0
10
93
10
4
463
.0
48
6
6
�
�
�
�
�
�
�
�
�
L
UDT
I pk
A
其电流有效值为
376
.0
3
463
.0
956
.0
3
�
�
�
D
I
I
pk
rms
A
因为我们已经知道变压器损耗,首先要计算 MOSFET 损耗,其损耗来自三个方面:导通损耗
;开关损耗
;和栅极驱动损耗
on
rms
on
R
I
P
2
�
2
/
f
t
I
P
s
pk
sw �
QUf
Pg �
。
在第三章已经讨论过,MOSFET的导通电阻与温度有关,假定反复迭代计算,MOSFET的芯片温度
为 60℃。MOSFET IRF620 手册中在 10V驱动电压下,环境温度 25℃时,最大电阻Ron=0.8Ω。其它数
据如表 8.2 所示。
一般比较好的近似求得 MOSFET 的导通电阻与温度关系
)
007
.1(
)
25
(
)
(
25 C
T
on
on
C
R
T
R
�
�
�
�
�
由此,我们得到 60℃,10V 驱动电压的 MOSFET 的导通电阻为
0.1
)
007
.1(
8.0
)
60
(
35 �
�
on
R
Ω。
MOSFET 导通损耗为
mW。假定漏极开关时间为 50ns,开关损耗为
mW。10V 驱动电压,48V 漏-源电压,由表 8.2
IRF620 参数得到典型栅极电荷大约为 9nC,所以,栅极电荷损耗为
141
)
60
(
2
�
�
on
rms
on
R
I
P
287
2
/)
10
250
10
50
48
965
.0
(
3
9
�
�
�
�
�
�
�
�
sw
P
22
10
250
10
10
9
3
9
�
�
�
�
�
�
�
gP
mW
MOSFET 总损耗为
mW
450
22
287
141
�
�
�
�
P
二极管损耗时正向压降与流过的电流乘积。请注意,虽然计算的电流是平均值(这里为 2A),正向
压降是在导通时间流过平均电流(Ipk/2)的Uf,不是真正平均电流的Uf 。
二极管电流以Ipks= Ipkp×n=0.956×10=9.56A斜坡下降到零。肖特基在导通时间的正向压降由表 8.3
得到,峰值电流的一半(Ipk/2=9.56/2=4.8A),正向压降Uf=0.32V;所以肖特基地功率损耗为
64
640
8.4
32
.0
�
�
�
�
�
av
f
D
I
U
P
mW。应当注意到此损耗远大于变换器损耗,比晶体管损耗大 50%。
这是断续模式反激拓扑的一个问题-即使在不大功率水平电流很高。你应当明白,尽管肖特基没有反向
恢复问题,电流在反电压加上以前电流已经下降到零,反向恢复时间很快(即比变换器截止时间快),
反激拓扑没有二极管反向恢复损耗。但其它拓扑损耗可能主要取决于二极管反向恢复时间。
考虑功率级损耗还有纹波电流在输出滤波电容的 ESR 损耗(为了简化,这里不考虑输入电容、EMI
滤波、保险丝等等损耗;如果要算,可用它们的有效值电流平方乘以它们的电阻)。在大多数变换器中,
因为滤波电感平滑作用,电容的 ESR 损耗可以忽略。但是在断续模式的反激变换器中,可能有许多麻
烦,峰值电流很高并直接流入电容,于是损耗是十分显著的。为了给读者提供实例指导,我们进行完整
的计算-因为十分繁琐。
首先必须知道二极管导通时间有多长。为此,我们必须找到变压器初级电流多长时间回到零(因为
次级电流通过二极管反射到初级),输出电压乘以匝比反射加在初级电感上。实际上,在 5V 输出实际
加在肖特基二极管的阳极是 5.3V(肖特基 0.3V 压降)。反射到初级电压是 53V 加在直流上(变比 10:1)。
因为是交流加在变压器上,在漏极不是 53V,而是 53V+48V=101V。因此反射电流下降斜率为 53V/93
μH==570mA/μs。从峰值电流 956mA 开始,经 t=0.956A/(0.57A/μs)=1.677μs 斜坡下降到零。(此时
间实际上是磁芯复位时间)。这也告诉我们,变换器确实工作在断续模式:1.677μs 相当与占空度为
0.419(近似 0.42),而晶体管导通时间为 0.463T,所以二者都不导通时间为(1-0.463-0.42)T=0.12T.
这样繁琐计算二极管导通时间实际上是唯一方法。
为了计算电容损耗,必须知道流到电容的交流分量。我们已经知道二极管电流以及输出电流为直流
2A,电容电流由图 8.4 和图 8.5 决定,这里定义进入电容电流为正。在二极管流过 9.56A 时,2A 流到
负载,其余流到电容;当二极管截止时,2A 负载电流由电容流出。因为总有 2A 流到负载,电容仅分
配到二极管峰值电流 9.56A 的 7.56A,而且随着二极管电流斜坡下降。我们已经决定了二极管电流下降
到零时间响应占空度 0.42。电容电流降到零也反射到初级,如图 8.5 所示,并可表示为
9.3A 7.65A
0A
二极管电流
2A 直流
-2A
0.33 0.42
二极管导通
二极管截止
图 8.4 反激断续模式次级电流
图 8.5 电容电流是二极管电流减去负载电流
33
.1
53
10
/
56
.7
10
93
6
�
�
�
�
�
U
I
L
t
μs 相当于 D=0.33
为了检查,可以证实电容的平均电流为零
0
)
42
.0
1(
)
2
(
)
33
.0
42
.0
(
2
2
33
.0
2
56
.7
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
�
av
I
下面我们准备计算电容电流的有效值。我们将图 8.5 分成几段来分别计算:第一段为
51
.2
3
33
.0
56
.7
1
�
�
I
A
第二段为
35
.0
3
33
.0
42
.0
00
.2
2
�
�
�
I
A
65
第三段为
52
.1
42
.0
1
00
.2
3
�
�
�
I
A
则总的电流有效值为
96
.2
2
3
2
2
2
1
�
�
�
�
I
I
I
I
A
图 8.6 为计算有效值等效波形。现在我们可以计算损耗。假定
输出电容由两个 20μF叠层电容并联,每个ESR为 10mΩ。(因为
纹波要求,峰值 7.5A电流乘以 5mΩ得到 38mV纹波,这对 5V输出
比较合理)。于是电容中的损耗为 2.962×5×10-3=43mW,每
个电容 21mW。应当注意,如果采用大的铝电解电容代替叠
层电容,其ESR约为 25mΩ,不仅纹波上升到 190mV,而且
损耗将为 215mW,可能引起过热。
变换器最后一个损耗源是 PWM 芯片。假定由一个 10V
线圈反馈供电(图 8.1 没有画出),流出 10mA(还要加上
MOSFET 驱动电流,损耗已在栅极电荷中计算)。如果线圈
整流二极管压降为 1V,PWM 芯片损耗为(10+1)×10mA
=110W。
上述结果列在表 8.1 中。输出功率为 10W,所以输入功率等于输出功率加上损耗,求得效率为
%
88
393
.1
10
10
�
�
�
�
这在这个功率水平这样的效率应当说是很好的了。
在结束这个例子前,让我们来注意一下小小的矛盾。我们根据输出功率和整流器损耗初始假定变换
器输入功率为 10.6W,而在最后实际功率是 11.4W,高了 800mW。为了便于比较,在相同功率水平我
们回过去重新计算。但很容易看到整个效率仍保持在接近 88%;因为仅相差 800mW,第二次计算的附
加损耗近似 800mW×(1-90%)=80mW,这在本例中可以
忽略不计的。
7.56A
2A
0.33 0.42
图 8.6 有效值等效计算电流
表 8.1 例 1 变换器损耗
项目
损耗(mW)
磁元件
150
MOSFET Ron
141
MOSFET 开关
287
MOSFET 栅极电荷
22
二极管
640
电容
43
IC
110
总损耗
1393
表 8.2 例 2 变换器损耗
项目
损耗(mW)
磁元件
150
MOSFET Ron
4
MOSFET 开关
90
MOSFET 栅极电荷
22
二极管
44
电容
2
IC
110
总损耗
422
计算举例 2
我们再来看一看相同的变换器,但是输出功率是 1W(5V、
200mA)。为了简化,假定磁芯调整大小,但保持电感相同,
改变相应的占空度,磁芯总损耗相同;其它元件保持相同。
重复以上计算得到如下结果如表所示,得到效率为
%
70
422
.1
1
�
�
�
这里注意的更重要的事情(除了整个效率降低外,二极管
轻载损耗下降)是损耗分配改变了(参看表 8.2)。在第一个例子中 MOSFET 的损耗大约是二极管损耗
的 2/3(450mW<640mW),所以,要考虑采用同步整流;在第二个例子中,MOSFET 的损耗时二极管
损耗的两倍多(116mW>44mW),同步整流实际上不必要。
实际工作时,为了达到优化,可以用不同手册参数代入公式,不必繁琐计算。
改善效率
由上面两个计算例子可以清楚地看到,低功率与中等功率和高功率是相当不同的。对于后者,增
加效率的方法是降低 MOSFET 的开关频率,这就降低开关损耗。但使得所有元件体积增大,通常要折
衷考虑。中等和高功率变换器提高效率的第二个方法是应用同步整流。当然,如果源是隔离的这比较困
难,但在实际上无论何时,用 MOSFET 代替哪怕是肖特基二极管也将明显减少损耗,从第一例子就很
明显。在第一个例子设计的主要原因是反激拓扑设计在断续模式,峰值电流很高,晶体管和二极管产生
66
高损耗(以及电容损耗,要求很低 ESR);选择不同的拓扑虽然提高成本但将明显减少损耗。非常清楚,
要达到最大效率,一定要避免无关的损耗。即根本不用死负载,或在不需要时断开,启动电路在变换器
启动后断开等等。
对于低功率变换器,改善效率困难些。减少频率仍然是要点之一,虽然这里更多的是减少栅极电
荷损耗比开关损耗多。高功率变换器情况相反,低功率同步整流比二极管效率低。这是因为由于增加了
栅极电荷损耗可能大于由于减少导通损耗节约的损耗。为了克服这个限制,某些现代 PWM 芯片当检测
到轻载时减少它们的开关频率。有些进入“脉冲频率调制”(PFM),这时,晶体管仅当电压跌落到某个
电平导通。而且在低功率时关断同步整流,仅让并联肖特基二极管导通。
最后改善低功率变换器效率的策略是减少控制 IC 芯片电流:某些 IC 芯片运行要 30mA 电流,低
功率时明显影响效率。第二个例子中 IC 损耗是总损耗的 1/4。
8.2 散热
散热处理是许多变换器设计的一个重要的部分,如果元件太热将烧毁。温度对元件寿命影响,从
而影响到电源的寿命下面将予以说明。此外,用户不希望电源太热到手指不能碰!即使不必热设计,你
的效率也需要知道元件的温度,为保证希望的效率是否达到计算温度也是重要的。
元件寿命与温度
电源中每个元件预期寿命取决于它的温度:如果温度上升,预期寿命减少。这个关系直接影响你
的电源外场失效率,特别是如果任一个元件运行在接近它的最大额定温度,更是如此。
作为一个规律,元件的寿命近似每下降 10℃增加一倍。也就是说一个定额 2000 小时的 105℃电容,
在 65℃下寿命近似 2000×2(105-65)/10=32000h≈4 年。
在电源设计中温度与寿命关系明显得例子是铝电解电容。如第三章提到的,铝电解电容在它额定
温度寿命很短,通常额定 105℃或 85℃-记住寿命 2000 小时,即小于 3 个月。
大多数电源应用铝电解电容,因此使用时,尽量减少使用温度。一般定额是 105℃,额定 2000 小
时,较好的有 5000 小时。某些恶劣环境采用鉭电容代替。
为了减轻温度影响,你应当认识到电源电源不应当 24 小时工作在最大温度。如果你能够估计在不
同温度的时间,你将得到很好的电容寿命估计。
如何表明铝电解达到它的寿命?作者将一个用铝电解电容的电源曾在高温下运行一年。在一年里,
电容的 ESR 增加,开始较慢,以后加快。在这年末尾,ESR 增高到电源的输出纹波大大超出规范。于
是,运行一个电容超过它的额定寿命可能导致电源不符合规范,并可能引起相关元件损坏。
另一各重要的是 IC 的温度定额。IC 有三个温度等级:商用,额定温度 0℃~70℃;工业级,额定
温度-40℃~85℃和军级,额定温度为-55℃~125℃。当然现在零件生产商对于不同温度等级的差别
在于封装(商用和工业级为塑封,军级为金属封装),并在规定的整个温度范围内测试,即在整个温度
下工作性能是保证的。所以一个商用元件在 90℃不可能引起任何工作问题。但是你的最坏情况分析将
产生疑问,MTBF 将是很坏的(如上所说),同时如果这个零件坏了生产商不负责的。
应当提及的最后一个题目是MOSFET的温度。在本章计算效率时假定MOSFET达到稳定工作温度
60℃,而且损耗也是根据这个温度来计算,所以损耗与温度有关。但是,应当注意到,MOSFET的Ron取决
于温度,所以,损耗也取决于温度,并且温度与损耗有关。因为MOSFET产生足够热量使其温度增加,
从而引起电阻增加,电阻又引起损耗增加,立即引起MOSFET超过它的额定温度。当然这个热恶性循环
最终结果导致失效。
说明这一切温度关系是希望使用零件温度定额高于它们运行值。换句话说,在温度等级之间有价
格差别-从商用到工业级温度差别不大,而工业级到军级差别非常大。因此变换器内保持整个温度下降
是至关重要的,不仅对于维持变换器寿命,而且对于成本也是重要的。
模块
谈到元件温度,我们再次想到变换器模块。同样的理由是推动生产商论证不切实际的效率导致给
67
出不切实际的模块可能产生输出功率的估计。输出功率限制因素是模块内产生的热量,当然两者是正比
的。问题是如果你将模块焊在 PCB 上,并试图输出额定功率,模块将烧毁。仔
仔细检查模块手册发现可
使用的额定功率仅当模块安装到一个比模块大的散热器上才行。所以,如此扁平的模块电源一下子两倍
以上的高,或者你就买一个远超过你的额定应用的模块,而且得花费更多的钱。
MIL-HDBK-217
在这些许多温度对变换器寿命影响的担忧以后,怎样计算 MTBF,看一看你的设计是否满足规范
的寿命。一个标准的方法是应用 MIL-HDBK-217。美国军方提供一个正在进行的关于许多通用元件失
效率的程序,并收集的信息放到本书的有用的表格中,并且定期进行升级。(在 MIL-HDBK-217F 中 F
表示第六版)我们首先做一个快速取样计算,然后讨论与用 217 有关的问题。
MIL-HDBK-217:举例
给一个应用 217 的例子。让我们试图建立三个铝电解电容并联系统的 MTBF。217F 表内容指出包
含两部分铝电解电容:一个覆盖“非建立可靠性”零件(即商用零件),所以用这个表。
检查表 8.7 显示λp(每百万小时失效数),是一个铝电解电容四个系数的乘积。第一个系数是λb,
是基本失效率,它与电容的温度定额有关。假定是 105℃,所以我们用表中λb(T=105℃最大定额)。
假定在电容寿命期内电容的平均温度为 60℃。(再一次提醒,是平均温度而不是最大温度),我们参考
217F,还需要电容的应力,工作电压与额定电压比,假定电容定额是 5V,工作电压稳态是 3.5V,所以
应力系数S=0.7。(还是应用平均电压不是最大电压),于是得到λb=0.14。
下一个系数是πCV,容量系数。假定每个电容容量为 1000μF,现在,没有 1000μF列在表中,我们
用公式代替:
2.1
18
.1
1000
34
.0
34
.0
18
.0
18
.0
�
�
�
�
�
C
CV
�
因为表中所有πCV取成两位数,还是公式精确。
第三个系数是πQ很容易:这是商用电容,所以它最低质量系数为 10.
最后第四个系数是πE,环境系数。全部商用工作在“地面的,良好的”条件,所以πCV=GB=1.0。
现在我们求得单个电容在此条件下的失效率是
68
.1
0.1
10
2.1
14
.0
�
�
�
�
�
�
E
Q
CV
b
p
�
�
�
�
�
百万小时的失效率(或 1680FIT,1FIT=每十亿小时一次失效)。象这样进行下去,这是很高的失效率,
表示电容不是好元件,许多元件仅数十个 FIT,此电容的 MTBF 为
h
h
MTBF
600000
68
.1
1000000
1
�
�
� �
在我们的例子中有三个电容并联,总失效率是每个失效率(在一个简单模型中)之和,且总失效率
为 5040FIT,对应 MTBF=200000 小时。
怎样改善电容的MTBF(除了采用其它类型的电容以外)?这种情况下的最大因素是电压定额。根
据以上法则,将温度从 60℃降低到 40℃,减少λb2 倍,由 0.14 降低到 0.69。但是更实际的方法是提
高电压定额到 10V更容易些减少,应力系数由 0.7 减少到 0.35,而λb由 0.14 减少到 0.051,几乎减少 3
倍。
MIL-HDBK-217 讨论
你应当知道应用 MIL-HDBK-217 时有一个潜在问题。因为手册用于军品设备设计,并不包含商业
零件。实际上,你有时必须推测与你可能选择最接近你实际应用的零件,如上面的例子。
你有时听到人们争论由 217 得来的 MTBF 是太保守。这些人有时引用 Bellcore 可靠性手册给出长
得多的寿命。作者的经验是 217 给出十分现实的估计。当制造厂做广告说他的变换器 MTBF 如何如何,
正是要校验制造商是否应用 217,没有别的(不凭想象的),并且要按实际应力计算,不是“零件数”方法,
68
它是基于某一类型或许可能用于设计的元件数。假定零件数仅用于预估可靠性,不是为计算最终设计的
MTBF 的。
在本书其它地方你得小心,你应用 217 计算 MTBF 的程序也得小心。这类软件可能节省某些精力,
但如何确定程序中公式是否正确?在应用这些软件之前,请你对于每个类型元件手算进行检查。
温度计算
在所有讨论温度之后,这时要计算实际元件温度。
给一个元件功率损耗和它的传热通路,就可以画出热
传输电效电路。在热和电特性之间精确相似,如表所
示(机械工程师常常应用其它单位,电气工程师最好
变换成这里的单位)。这种模拟意味着如果两个热传输
串联,它们的热阻相加。
热
单位
电
单位
温度差
℃
电压
伏
热源
瓦
电流
安
热阻
℃/瓦
电阻
Ω
热容
焦耳/℃
电容
法拉
热时间常数
秒
RC 时间常数
秒
表 8.3 热电对应关系
例:
例 1 中用IRF620 计算效率 60℃时,损耗为 450mW。有表查得结-壳的热阻为Rjc=2.5℃/W(管芯到
TO-220 外壳),壳-散热器的(TO-220 经过垫片到散热器)热阻Rcs=0.5℃/W。假定散热器到环境的热阻
Rsa=40℃/W。环境温度为 45℃。温升为ΔT=P(Rjc + Rcs + Rsa)=0.45(2.5+0.5+40)=19.35℃,结温为
19.35+45=64℃。在此例中芯片仅比管壳告 1 度,但并不总是工作在这种方式。
若路中还存在热容,由此得到热时间常数。
例:
假定IFR620 损耗 10W,温度升高将损坏器件,因为ΔT=10×47.5=470℃!但是施加损耗的时间仅 100
μs,然后回到 450mW。热响应曲线指出 100μs单脉冲具有热抗是稳态响应的 1/10;我们假定系统静
态等效热时间常数相同,在脉冲终结时温升为 64+[10(2.5+0.5+40)×0.1]=107℃。这对器件说来是允许
的。根据热阻我们也可以求得热容:热阻Rjc=2.5℃/W,热容必须为C=t/R=100μs/(2.5℃/W)=40μJ/℃。
与热容同样的道理,导线电阻脉冲功率也比稳态高。
散热器
传统散热方法(对流、辐射和传导)是采用散热器(即传导)。散热器给热提供传输到对流通路,
相似电路中再加一个电阻并联,减少了总阻值,使得温升降低。
最便宜的散热器是一块金属板,通常经过阳极化处理,把器件用夹子或螺钉固定到散热器上(螺
钉固定比夹子好,因为夹子压力不好控制;但螺纹固定需要附加零件和工序)。由于器件与散热器之间
接触不很平整,通常在将器件安装到散热器上之前应当在接触面涂敷硅脂,排除空隙,降低总热阻。但
是导热硅脂十分脏,会带来其它问题,建议在生产线不要用。
如果你用螺钉将器件固定到散热器上,应当注意螺纹安装力矩。因为接触面总是不平整,安装力
矩过大,造成器件弯曲变形,反而造成器件与散热器之间气隙加大,而造成散热效果变差,甚至损坏
器件内部芯片。用螺钉固定最好采用经过校验的力矩扳手,当超过给定力矩时,扳手打滑,不能继续
加大力矩。
金属散热器需要与电路绝缘,因为散热器通常是接地的,例如接到外壳。可以在器件和散热器之
间房一个导热绝缘垫片。通常采用的材料硅橡胶布,还可以采用云母或氧化铍,高温还可采用聚亚酰胺
片。通常避免采用氧化铍.
用于像 TO-220 封装的散热器还是比较好的。但是,把表面贴装元件直接接触散热器似乎不是好方
法。当你采用表面贴装 MOSFET ,这些晶体管热传输的主要形式是通过它的引线,引线传热严重限制了
器件在高功率应用。如果在器件封装安装处 PCB 很大的铜皮,这大大改善散热,遗憾的是生产商通常
忽略了规定结到外壳的热阻。
如果变换器的热不能由散热器解决,那就要采取强迫通风或热管冷却。但是这样的放散很花钱,
而且很难较准确计算。例如,根据元件损耗功率、进出口温度计算需要的风扇驱动空气流量。但是发热
器件在空气流的路径上不同位置,散热情况严重不同。这只好由这方面专门指示的工程师去解决。有限
69
元
70
第九章 实际 EMI 控制
9.1 概述
要电源工程师去设计一个电源满足限制 EMI 的规范真是一场恶梦。在这样情况下,你首先要做的工
作是:
�� 设计电源参数满足所有电气规范;
�� 在设计试验电路板完后,测量噪声,并找到外部传播噪声途径;
�� 去掉前端的电感电容,并确认这些元件是否起作用;
�� 请教其他工程师,学习他们成功经验,特别是关于减少 EMI 的建议;
�� 和工艺结构工程师一起讨论,了解通过 CAD 设计的总电路布局和结构机械设计,如何减少
EMI。`
解决电磁干扰问题,首先应当了解电磁兼容领域一些技术术语。电磁干扰-EMI(Electromagnetic
interference)是器件或系统发出的噪声,使其它器件或系统功能变差。但现在这个词通常用于噪声,而
不管它是否引起问题。另一个相关词是电磁兼容-EMC(Electromagnetic compatibility),是指两个或更多
系统可同时工作在相互产生的噪声环境中。敏感性(susceptibility)是对指定系统造成干扰的噪声电平。电
磁伤害性-EMV (Electromagnetic vulnerability)这个词现在与敏感性意义相同。
讨论 EMI 的书很多,涉及范围很广,在一本书中很难覆盖所有问题。这里仅集中在开关电源碰到
的问题,更多的是特定条件规律和采取实际措施的一些基本概念,如何测量,如何确定它发生在何处以
及较好地避免它。我们不讨论敏感性(因为开关电源通常是主要系统噪声源)和源对瞬态响应保护(因
为避免环境对电源污染和环境对电源危害保护作用是相同的)两个问题。在瞬态很大的地方,瞬态保护
与电源分开。这里不要求普遍性,如果你遵循这里的实际规律,你就可以满足大多数严格的 EMI 要求,
那么控制噪声不是前途渺茫。
9.2 辐射和传导
EMI 问题有两类-传导到和辐射,即导体携带的噪声和不依赖导体的噪声。通常在距离电源 1 到
几米以外测量辐射噪声,在低频时实际上是近场信号;似乎并不是辐射噪声,因为没有测量传播到无穷
远的场的那一部分(传播能量到无穷远的现象定义为辐射)。
你能够对付辐射噪声做的事不多。如果在系统外边,你什么也不能做。所以你的目标首先是避免产
生辐射,然后确保任何不可避免的噪声不要传到外边。你避免产生辐射噪声用下面详细讨论的避免产生
过量的传导噪声相似方法:将开关器件连接到接地导体,成对电缆用外壳作为回线等等。两个办法是相
关的因为辐射噪声必须由天线辐射(电缆进入或引出电源),所以没有信号在天线上(没有传导噪声),
也就没有辐射噪声。
为辐射噪声做什么?
如果你对辐射感兴趣,你为辐射噪声做什么?首先要做的最普通和最便宜是每根进出外壳(电源和
信号)的导线与回线匹配。“匹配”这里的意思是导线和它的回线两者紧密像在外壳中一样,和象在
EMI 屏蔽外壳内和连出连进一样。因为信号电平(噪声)直接与信号线形成的环路面积有关,匹配时
重要的。使它们紧密靠近,相互绞绕。减少面积,就是减少噪声。你绝对不要用单信号导线连到什么地
方。否则,这个导线地回线,即使线上不是高频信号,或仅仅是直流,而它还在外壳中,此导线上接收
到噪声,并且这是一个优良的天线。
处理辐射噪声最方便的方法是用外壳恰当地密封起来。如果仅有一个地方接地,电源的金属容器作
为外壳,塑料不影响辐射,不能作为接地。记住频率(Hz)和波长(米)与光速的关系为
f
8
10
3�
�
�
(m)
¼波长的天线,1cm 的孔允许频率大于 600MHz 的信号自由通过,也可能有此频率的 10 分之几的信号
70
通过。但是,1cm 孔不一定是圆的,可能是一个槽口如图 9.1 所示,可能比相同的圆孔更能辐射相同频
率。仅在导线进出处的外壳开孔。
一旦你用严密封闭的 EMI 盒子达到控制系统辐射,只有信号和电源进
出盒子的线是辐射源。因为你用打算用来控制电网传导噪声的方法,这种
设计特点也控制辐射噪声。余下仅是信号线。你可能要考虑信号线脚加上
滤波,从像数字时钟一类高速信号线开始着手。但是即使静态电网线也可
能引起辐射问题,因为可能接收引入盒内,即静态线通过盒子引到出线(进
线)点,各种器件对它辐射,以至于它们携带噪声,于是一旦它们从盒子出去,它们就是天线,并辐射
噪声到外面世界。所以在许多情况下,给插头脚完全滤波是合理的。
1cm
图 9.1 1m 槽口通过低于
60MHz 信号
盒子的材料类型
从实际的观点看,包围电源是金属材料,不必太大,因为成本,一般肯定是铝。当人们遇到 EMI
麻烦时,有时试图用 1 个微米(非晶)金属封闭。非晶(微米)屏蔽低频磁场。材料很贵而且很难机械
成型。虽然这种方法可以屏蔽(对于最好结果,封闭体应当夹在接地铝层之间),如果你花注意力到信
号和电源线上是不必要的。
首先控制传导噪声,就解决了你辐射噪声的 80%。再来注意信号线。如果顾问建议用微米金属,
不要听他,再找一个顾问。
9.3 共模与常模(差模)
+Uin
回线
图 9.3 流过两根电网线和地回线的共
模噪声
传导噪声有两种类型:共
模和常模(也叫差模)。它们
之间的差别在于常模(参看图
9.2)是流过一个电源线和另
一根回线(中线)的噪声;而
共模(参看图 9.3)是同时流
过两根电网线并以大地为回
线的噪声。
+Uin
回线
图 9.2
差模噪声从一根电源线中流
过,并从另一根返回
回线与地
在实验室中的电源,回线和地是不同的。每台良好的实
验室电源一定有第三个接地端。电源具有输出与交流电网隔
离,如图 9.4 所示。并且地接到每个电源的金属外壳上。于是
你可能将地与回线相互搭接在接地螺钉上,这没有必要。
+U
-U
图 9.4 试验电源地回线应当与地分开
在一个交流系统中,地和回线仅在直流意义上相同:电
源线在进入建筑物时需要相互连接在一起,连接点可能距离
你的系统很长的路。在这种情况下,地和回线有效地将隔离
EMI 相关的交流频率,这样使共模噪声由电源和中线流回大
地。我们再明确解释如下:
常模电流是由图 9.4 中电源+U 流到-U;它是通过功率传输
通道;
共模电流同时流过+U 和-U 并由机架地返回,它不经过功率传输通道。
如何将共模和差模分开?
不管是商业还是军用,谁都没有注意到测量地线。这是因为假定地电流与任何系统没有实际关系。
但因为你测量一次仅仅是一相电网线,共模和差模噪声混在一起。参考图 9.2 和 9.3,并考虑此刻的电
源线,你可以看到,在此线上测量噪声包括了以地返回的共模噪声和经回线返回的差模噪声。这个局部
测量 EMI 是合理的,麻烦是有些频率消失,而在另一个频率又重新出现。为减少差模噪声增加差模噪
71
声的滤波可能增加了共模噪声,反过来也一样。(技术员告诉作者,EMI 好像一个气球,要是你推它
到一个地方,它会在另一个地方升起)。当然,事实上,共模和差模是独立的,你必须控制它们,并使
它们满足规范。
如何分别测量共模和
差模,通过适当滤波可将
它们分开处理。幸而方法
很容易,特别是在军品测
量。为了测量图 9.5 所示电
路的共模电流,你要同时
(同相)测量两根电线的
电流。你需要将电流测试
探头包围两根没有扭在一
起的导线。为了测量差模电流,你要测量流进电源线与回线反相的电流,如图 9.6 所示,你应当将回线
反折一次,并测量它与电源在相同方向电流)。
+Uin
回线
图 9.6
用一个环路消除共模分量
来测量差模电流
+Uin
回线
图 9.5 测量共模电流
当你进行商业测量时,虽然最近李泽元等提出用适当的耦合导线用变压器等效,尚没有这样方便的
方法。但上面示出的方法中电流和电压相互关联的,所以你可用上面所示的军用方法。和上面方法一样
用电流探头测试共模和差模电流。共模电流与差模电流的比将反映共模电压与差模电压之比。所以商业
方法是测量噪声电压,你可以分离出共模和差模噪声,并设计出恰当地滤波器。
简单的例子:在 100kHz 测量共模电流为 300μA,而在此频率差模电流为 3mA。差模与共模比为
10:1。电源线上在 100kHz 总噪声电压 101dBμV=110000μV=110mV。于是,可见 100mV 是差模噪声,
10mV 是共模噪声。因为 100mV/10mV=10:1,而总噪声是 100mV+10mV=110mV。
噪声来自何处?
控制噪声发射的第一步是了解噪声来自何处。即怎样产生和测量那根线。有了噪声的初始知识,首
先和最好的控制技术将是安排测量线以避免噪声从测量线逃逸出来,
开关波形
开关电源传导噪声(和辐射)主要来源是开关。这没有什么奇怪的,因为开关涉及到电路的高功率
(很高的电流)和高 dV/dt,以及源的高频份量。例如 MOSFET 由导通到截止需 50ns 的基波是 1/50ns
=20MHz,还有奇次谐波(60MHz,100MHz 等等)。我们要求二极管和 MOSFET 尽可能同样的快开关速度,
所以具有相似的频谱。并且因此,快速开关减少功率损耗。
事实上,晶体管和二极管(或同步整流管)是变换器功率通路中开关噪声的肇事者。如果次级有一
个电感,高频高功率频谱分量不通过它(但仍能辐射),所以在二极管以后很少噪声。但是,如果功率
变压器设计得很好,磁芯形成局部的屏蔽,所以它不产生太
大的噪声。
主要噪声源
图 9.7 开关电源主要噪声源
电容耦合
为减少噪声,我们设法找到主要噪声源(图 9.7)。我
们希望高速开关,因为可减少开关损耗,但不要做损害变换
器效率的事。实现高速开关电源噪声机理使我们想起谐振变
换器,因为在这样电源中在低功率下开关器件(FET 和二极
管在电流、电压之一或两者为零开关),这种工作状态是十
分诱人的,但是,谐振与准谐振变换器的缺点(第二章)盖
过它减少噪声减少的优点。许多谐振变换器随负载改变开关
频率,引起噪声频谱的变化。这使得它比固定频率的硬开关
变换器的滤波更难。实际上在大功率、高压场合才采用谐振
变换器和准谐振变换器。但是软开关 PWM 变换器得到较大关
72
注,因为它保持零状态开关和固定频率。
考虑开关噪声为何跑出来和如何测量的机理,即使很高
开关速度也能达到可接受的噪声。显然,电流以开关频率从
变换器中流进和流出。除了选择拓扑时选择电流连续而不选
择断续(减少沿的陡度)外,只有选择滤波。通常很少注意,
开关波形到地的电容耦合仍然是很严重噪声传播方式。传导
路径如图 9.8 所示。
功率开关器件典型的安装在电源作为散热器的壳体上,
此壳体是接地的。因为器件芯片和壳之间有一个小距离面积
很大,两者之间有一个明显的电容存在,将通过它传导高频
信号到地。此信号传到电源和回线上,也就是共模噪声。
要是不用滤波,最好是减少耦合-即减少到地电容。电
容的大小由封装尺寸所决定,但距离可以增加。技巧是器件
和壳体之间用来作为热传导的绝缘,用低介电常数材料。典
型选择硅基塑料和氧化鈹。减少电容意味着大大减少共模噪
声滤波。此外,采用隔离电源,通过两个电容-二极管到地和晶体管到地,可以切断在初级和次级之间
噪声传导。
耦合电容
图 9.8
晶体管和二极管可能通过
体电容耦合共模噪声
9.4 PCB 布线概念
已经讨论了电源线共模噪声的原因,让我们转到另一个控制噪声发生方面,即元件位置和布线以
及电路板线避免颠覆开关电源电路工作的噪声。这样颠覆可能是很严重的问题,在最坏情况下,可能因
为噪声电源根本不能工作,我们要将它滤除掉。
信号地与功率地
在 PCB 上信号地定义为通过低电流的电路线。而功率地是通过高电流的电路线。这样分是相对的,
但在实际中通常概念是十分清楚的。从 PWM 芯片产生定时信号电阻来的地是信号地;功率 MOSFET
的源极搭接点是功率地等等。在整个电源设计阶段,要使电源工作良好必须使信号地与功率地分离。这
就省得电路板上的噪声滤波的麻烦,这就是好的印刷电路板设计与一个需要噪声滤波处理之间的差别。
看看图 9.9 就很清楚。
任何 PCB 线(导线,甚至接地平面)都有电阻
和电感。PCB 线的
的电阻近似由下式决定:在室温时
高频大电流
定时电阻
电路板布线阻抗
图 9.9 功率通路可能通过电路板阻抗破坏信号地
d
l
m�
�
5.0
R
式中 l-长度;d-宽度。(铜皮厚度为 35μm)
如果大电流通过 PCB 线,因为有电阻,PCB 线
上有压降。如果频率很高,由于电感存在,还叠加交
流压降。如果此大电流通过的线作为一个信号元件 PCB
地线,对信号元件不能看作普通的地,而比地提升了
IR+L(dI/dt)。更坏的是高频分量周期地提高了信号元件
的地,且十分可能与要处理的信号分量同步!这是一个
灾难。只要将信号地和功率地分开接地,再将它们在输
入点接在一起,最好接在电源进入点的并联电容地,就
可解决这个问题。这种结构叫做星形接地。
功率元件
信号元件
+
主并联电容
功率地
信号地
图 9.10 功率地必须与信号地分开,仅在
电源进入点可以将两者接在一起
图 9.10 功率地必须与信号地分开;仅在电源入口处
两个地可以接死。
在试验板和印刷电路板上要将这些地分离开来。一定要作为神灵来信仰。从
从实际电路上讲,100mA
73
以上就可作为大功率。再强调一下,两个地仅可单点搭接在一起。否则,可能有地环路,破坏了整个
地目的。
图 9.11 所示 PCB 线图(即地电流多通道),不要这
样设计 PCB 线。回流有几个通路回到左边地。
电路板线
电路板导线
图 9.11 不要像这样画电路板。回线电流一定
大于一起连接在左边点的回流
如果你要加宽功率地的铜箔,应增厚铜 PCB 线,而
不是试图在整个地方通过许多 PCB 线。图 9.11 布线正确
的方法如图 9.12 所示,并联电容远离左边连接点。在将
它们搭接主回线之前所有功率回线接在一起。回线电流
仅单路返回到左边点。
在相当高的电源数字电路情况(不是常有的)下,
应当考虑第三个数字地,与功率地和模拟地分离,再次
连接到一个点。
大电流驱动接地,接地‘岛’
需要分离地的特别情况还有普遍要保证的 MOSFET
栅极驱动。导通时,栅极驱动由其并联电容拉出电流然
后传递到 MOSFET 的栅极-源极电容。当 MOSFET 关
断时,栅极电容放电,并将电荷转移到地。在整个周期,
有两个短暂的高电流(某些器件高达 6A)脉冲。电路板
布线任务是保证这些快速脉冲不被看作是直流-仅被看
作(如此小的)平均电流。图 9.13 示出了对这些器件建
议的布置图形,你可以把这样电流通路想像成为接地小
‘岛’。由 MOSFET 栅极地电流优先返回到电容,避免高速电流流到源极,然后到主地。这种安排之
所以称为‘岛’是因为在 PCB 上这些地被所有大的 PCB 线连在一起,然后来到地平面的静止点。图中
阴影部分为 PCB 地线‘岛’。
PCB 线
图 9.12
+V
Vcc
0.1uF 4.7uF
栅极驱动 输出
地
静止地平面
图 9.13 栅极驱动接地‘岛’。保证栅极电流不
干扰地。
如果器件有一个信号输入,但没有信号地
有些栅极驱动器有多个功率地脚(这很好),但
制造忽略了驱动器的信号地的脚(这很糟)。在这种
情况下,仍然可用功率地脚和连接到靠近的地平面静
止点信号用地跳线(通常可能受 TTL 噪声限制),
这种安排可能工作。如果地跳线成了问题,你必须选
择另外的栅极驱动器。
将电流互感器放在哪里?
在电流控制型变换器中,如果功率器件事 MOSFET,一般在 MOSFET 串联一个电阻检测漏极电流。
当功率较大时,检测电阻精度和损耗处理成了问题,经常用脉冲电流互感器代替电阻,根据模拟电阻检
测电流方式,自然就将电流互感器放置在 MOSFET 的源极(图 9.14)。我们知道,MOSFET 栅极-源
极之间存在很大等效电容,在驱动电路发出开通或关断信号时,短暂的充电电流脉冲幅度可达数安培。
此导通电流(记住,这可能达到 6A)也通过电流互感器。即使高功率变换器,这也可能是你要测量的
开关电流的很大百分比。对于低功率变换器,可能比被测信号还要大。结果要么被这个来自栅极的不相
关的电流干扰,要么加一个大的滤波器,从滤波后输出你需要的测量信号。可以想象结果是不好的。
如果将电流检测互感器的初级放置在 MOSFET 的漏极,这里仅仅是 MOSFET 的源极-漏极电流,
没有栅极电容引起的栅-源电流(图 9.15)。这种设计对电流信号(因为所有互感器是隔离的)和变换
器工作(因为初级电感是 1 匝,初级电感是可以忽略的)没有有害的影响。电流互感器只要在主输入电
容之后可放置在主变压器初级和电源母线之间。
74
输入电容
主变压器
电流互感器
电流互感器
图 9.14 互感器接在 MOSFET 源极
图 9.15 互感器接在漏极,避免测量栅极电流
反馈线
开关电源中通常反馈有电压和电流反馈,你在电路布线时,布置反馈电路元件位置有些诀窍。
当你画一个 PCB 时,有许多元件通路和网络线,功率线和信号线十分可能混合在一起。在设计反
馈补偿时,相位裕度 45°,如果进入到电流和电压反馈环路的噪声太大,系统可能不稳定。这就是初
学者常碰到的问题。
如果一个人在画电路板,反馈最好采用双绞线,以减少进入这些线的噪声。不需要将线屏蔽,但是,
如果需要,只应将屏蔽地接在信号端,远离功率浮动端(电压反馈线功率端参考输出电压端,对于电
流反馈线,参考电流互感器次级)。希望所有效信号元件接近 PWM 芯片,而不是输出端。例如,如果
有输出电压反馈分压器,将这些电阻接近 PWM 芯片,而不是输出端,并且由输出电压引出双绞线。不
要将分压器放在接近输出端,且然后再用双绞线连到 PWM 芯片。
分压器位与低阻抗源,像变换器的输出,它比高阻抗源像 10kΩ更容易阻挡噪声。
在你画 PCB 时,当然你不能用双绞线,但你仍可以画 PCB 线包含反馈线。(即在上层或底层)与
PCB 地线平行,或最好在上层或底层地线之间(多层 PCB).
对于面包板和 PCB 有一个更巧妙的方法。在电压检测双绞线或 PCB 线端接一个 100nF 电容。从电
路观点看,此电容总是与输出并联。由噪声观点看,输出电容帮助不大,它的位置不对(对电压检测来
说)。一个电容在终端滤波效果是非常好的,而且也不影响环路稳定。
电路布局奥妙
前面所述的所有电路布局技巧都是异曲同工:功率和信号线分离!在引线受到限制时,还有些附加
规定。当布变换器功率级功率线时,最重要的是将所有功率元件尽可能靠近。这不仅使得效率提高(减
少电路板 PCB 线电阻),而且也减少辐射到信号线的环路面积。
特别是使栅极驱动到功率 MOSFET 连线尽可能短,这是设计最重要的规则。或许最值得做的是将
驱动芯片的输出引脚正对着 MOSFET 栅极引脚。不要通过任何其它途径连接-否则将会严重污染板上
其它电路。
9.5 低频滤波
如果你已经设计了很好的电路板图和结构,你还是发现有噪声。就需要加滤波。滤波有两类:低频
滤波和高频滤波。低频滤波可以用体积大的分立元件,如分立电容和电感;高频滤波是另一回事,用滤
波磁珠,穿心电容等等。
组成滤波电路的基本原理是信号通路上对噪声高阻抗,而你要将噪声引出的路径为低阻抗。
9.5.1 差模滤波
低频来自两部分:差模和共模滤波。接着上面的讨论,差模滤波试图减少电流返回回线的电源线上
噪声。请记住,这意味着电源线上噪声存在在外壳和回线上。所以滤波的目的是在它离开外壳之前分流
到回线,这样保证它返回而测量不到。着设置一个电感在功率线上,阻断它出去,同时提供一个电容在
75
电源与回线之间,提供噪声低阻抗通道。通常商业测试时带有 LISN(Line Impedance Stabilization Network
电网阻抗稳定网络),被测电源通过一个电感和一个电容接到 LISN,提供 50Ω源阻抗。
有时噪声可能很小,以至于不要电感,电容与 50Ω电阻形成一个分压器小道足以转移大部分噪声。
请记住,这个电路要工作,还得限制电容的 ESR。可以试试多层电容和金属化塑料电容。
选择数值
差模滤波如图 9.16 所示。由一个二阶 LC 电路组成。根据
测量知道未滤波前的噪声频谱,同时我们知道要设计的二阶滤
波器在噪声处以 40dB/dec 衰减。这里就是决定滤波器开始转折
的起点。
首先找到最低频率差模分量。例如假定在 100kHz 是 20dB。
则开始频率为 100kHz/ 10 =30kHz(因为两个极点平方根)。
现在在噪声顶部(30kHz)画一条直线,斜率 40dB/Dec。如果
没有其它的峰值点,滤波器的谐振频率就是 30kHz。以此选择 LC 参数。LC 参数有多种选择,电感价
价格比电容贵,选择要权衡价格和损耗。
9.5.2 共模滤波
共模滤波器比差模滤波器容易设计,因为类型选择很少。一
个共模滤波器由共模电容(在商业界称为 Y 电容;X 电容为差模
电容)和一个共模电感组成如图 9.17 所示。共模电容将线分流到
地,而共模电感提供平衡阻抗-即对源和回线提供相同的阻抗,
对共模噪声表现高阻抗通路。对于差模电感为零。
LISN
+
50Ω 电源
-
50Ω
图 9.16 商用电源测试时面对 LISN 接
入 LC 滤波
1mH
4.7nF
电源
4.7nF
1mH
图 9.17 共模滤波电路
数值选择
共模与差模选择元件相反,这里电容比电感贵。理由有两个:
首先,电容接地,必须能承受瞬时 3kV 甚至 6kV 电压,所以体积很大。还有流到的电流数值有严格的
安全限制,这就限制了共模电容可以应用的最大值,典型的几个纳法。因此,你选择最大允许电容量,
并应用相同的技术以前决定的需要的 LC,用相同的步骤决定电感值。
如果你计算出来是一个很大的共模电感值不要恐慌。共模电感两个线圈流过相同的电流,而看起来
没有净电流。匝数很多而不会饱和。
此外,当计算需要的电感时,要记住两个共模电容是并联的(将数值加倍);而且共模电感的两个
线圈是串联的。因此得到 2 倍匝数和 4 倍电感量。这给你额外 8 倍噪声抑制(参看图 9.18)。图 9.18
的电容等于 9.4nF,而电感是 4mH,其截止频率为 26kHz。
电容、电感和它们的限制
电容有频率相应限制,限制了在 EMI 滤波中的应用。电解电容具有相当大的 ESR,意味着在 RC
频率以上它看作电阻性,不再是一个极点。例如,100μF 的电容的 ESR 为 100mΩ,在频率 16kHz 成
为阻性。它不再用于 EMI 控制。
实际上,陶瓷或塑料电容经常用于 EMI 滤波。由于有引线电感,它们也有限制。
1μF 电容仅在 1MHz 以下有效。在 1MHz 以上,用 100nF 电容,可以到 10MHz。为抑制噪声,
可以用 1μF,100nF 和 10nF 一起并联。
电感也有限制(它的线圈电阻,尽管对功率损耗不好,对噪声抑制没有明显影响)。最重要的限制
是分布电容,可能与电感并联。在某个频率以上,容抗比感抗低,在这个频率以上,电感不再阻断噪声。
例:假定 1mH 有 100pF 电容。于是在大约 500kHz 以上它的感抗停止增加,并实际上在减少。当
然,较小的电感分布电容也较小,截止频率更高。
可以用两个电感串联,而不是一个大电感,因为用两个电感串联增加电感和其电容串联减少电容,
76
但实际上决不这样做。
压敏电阻有电容
许多设计者需要一个压敏电阻来吸收电网瞬态电压。压敏电阻具有一个小电容,并可用作滤波的一
部分,这有意外收获。这也要小心:将压敏电阻加在源和回线到地之间,压敏电阻也有漏电流,所以 Y
电容也应相应减少。
两个作用一个价格
现在有一个好的主意。一个磁芯电感既用作共模,也用作差模电感,节约成本和体积。但是应当小
心设计。你绕一个共模电感比如说 47 匝在一边,而源线的另一边多绕 1 匝。这个电感仍然是共模电感,
但现在有一个串联电感,电感量是(482-472)AL,比在这样磁芯上绕 1 匝电感大得多。不过,磁芯中合
成磁场不为零,你应当检查在最大电流时磁芯不应当饱和。
你不能得到 100dB 的衰减!
你已经注意到低频滤波器仅用两个极点滤波器的讨论,不必多一个电容,或多一个电感,或再加一
个电感电容的高阶滤波。因为这样滤波器难以设计;实际上,在设计时已经十分小心;其次,对于商业
设计者,高阶滤波需要另一个电感,而这意味着生产困难。除了特殊环境外,是不需要这样滤波器。四
极点衰减非常快,而如果需要 6 极点或许更糟。
如果你计算一个电感在低频区需要衰减 60~80dB,最好返回去并研究你的电路布线。另外可能的方
法是用增加开关频率减少滤波要求。
还要指出的是上面已经提到元件有性能限制。此外,实际 PCB 布局通路与通路之间存在泄漏和交
叉干扰。底部线与顶部线之间,你可以得到 100dB 的衰减。如果你想需要它,不仿试一试。
也可以买到商用滤波器比你自己做的更大的衰减。主要因为商用器件注意了避免电路布局交叉干
扰,并已经将滤波器密封在金属壳中。当然,你也可以这样做,但成本较高。
9.6 高频滤波
高频滤波器在高频起作用,这里大的元件滤波性能变坏。“高频”是指频率大于 10MHz。高到数
百 MHz,你可以加一些元件。再高,你得将电源密封屏蔽起来。
我应当在何处实用磁珠?
铁氧体磁珠具有极高的频率特性,甚至到 100MHz 以上阻抗还在增加。但遗憾的是即使小的直流
它也容易饱和。所以,对于大多数情况,输入滤波不用磁珠。
MOSFET 栅极常常用一个磁珠。在栅极加磁珠实际上是坏主意:用减少 MOSFET 开关速度减少噪
声,增加功率损耗。在漏极价磁珠是无效的,因为低电流后饱和。如果用来阻断几十个纳秒(如同步整
流中)电流,然后让它饱和,以至于不在功率电路中加电感,减少电流上升率,漏极加磁珠可能有用。
尽管那样,存储在磁珠中的能量损耗掉,就象变压器漏感一样处理。
穿芯电容
尽管单个电容和穿芯电容都用于功率电路,穿芯电容与滤波器引脚大致相同。它们有高质量电容,
有效范围超出数百 MHz。偶尔有微小电感,可通过大到 10A 电流,与尺寸有关。它们从 10MHz 滤波,
除非你要一个更大电容,可低于 1MHz 滤波。注意,它们衰减量典型定额在 50Ω系统,没有针对具体
系统,只用于军用测量。
在许多情况下,你得不到详细穿芯电容资料。这是因为穿芯电容工作于高频,电缆引到电源盒有明
显的阻抗:1m 导线大约 1μH,在 10MHz 是 60Ω。因为所有这些都与布线有关密切,没有一定规则如
何滤除高频:你可试试滤波器,如果效果不好,再加大一些。
9.7 其它课题
噪声抵消
一个变换器的产生的噪声量在器件建立前是可以抵消的。例如,一个 Buck 变换器输入电流是矩形
77
脉冲。此脉冲列可以分成频谱分量。每个分量被输入电容和电源阻抗分压。因此合成电流源(军用;商
用与阻抗乘得到电压)可以与规范限制相比较,来设计上述的滤波器。
例
假如 5V 输入,2.5V 输出的 Buck 变换器,一般占空度为 0.5。假定输入电流为 0.5A。因为输入是
矩形波,峰值电流是 1A。我们从数学手册看到矩形波频谱是基波倍数的奇次分量,幅值反比于谐波的
次数。这里假定开关频率是 100kHz,所以我们有(4/π)A 基波,300kHz 是(4/3π)A,500kHz 是(4/5
π)A,等等。如果有输入电容为 1000μF,军用测量 10μF 源阻抗电容将提供大约 1/100 电流,即 100kHz
时 4/100π安培,300kHz 是(4/300π)安培等等。对于高频,受电流的上升时间和下降时间减少控制。
假定上升和下降时间都是 100ns。将产生奇次频谱分量为 1/100ns,(即 10MHz,30MHz,等等)如果
电路板线电感用上的话就可以消除合成电流,现在用这些抵消可以设计一个滤波器。
最佳滤波
如何选择低频滤波器的 L 和 C 值上面没有完全回答,以需要的衰减量找到极点频率,但实际值是
不确定的。稳定性判据的目标最好可能选择元件值可能基于最佳成本、体积或其它滤波器参数。这是很
难的课题。
优化军标 EMI 滤波器设计
军用电源必须满足 MIL-STD-461 规定的传到 EMI 限制。为测量此标准穿过很宽频率范围,噪声电流流
进 10μF 电容。通常安装一个滤波器,测量电流,安装另一个相似设计的滤波器,重新测量电流,再
安装另一个滤波器并重复处理,直到满足 EMI 限制。这个方法不仅无效果,而且可能最终滤波器既大
又重,同时比它需要的更费钱。然而做适当的噪声源测量,可能设计一个滤波器第一次就成,而且可能
体积较小。
单点接地(非隔离)直流输入电源优两个主要噪声源:开关晶体管和输出整流器。正两个源与两个
频率有关:变换器的开关频率和反向瞬态时间倒数。开关晶体管的瞬态时间是上升和下降时间;而对于
全机关事反向恢复时间。不同的寄生参数引起振铃也产生一些噪声。但这些噪声源是很小的。
用开路电压和短路电流来说明戴维南源电效特性,用戴维南阻抗强两者分开。电源的戴维南等效源
UoC(ω)是频率的函数。可以用一个高阻抗源与高或低电源线串联测量,如图 1 所示。用频谱分析仪测
量电网和机架地之间的电压频谱。注意测量的电压以机架参考,而不是以回线参考。这是因为
MIL-STD-461 需要 10μF电容,测量经电容流入机架的噪声电流,如图 2 所示。
为测量短路噪声电流ISC(ω)的电容应当在测试频率呈现低阻抗。多层电容(MLC)最适合这种应用场
合。此电容必须尽可能靠近电源,因为甚至几英寸的导线在测试频率表现出明显得感抗。用一个频谱分
析仪电流探头包围电容引线测量短路电流。用开路电压除以感兴趣频率的短路电流得到在任何频率下的
戴维南等效阻抗。
用噪声源特性就可以建立滤波器模型。基本滤波器如图 3 所示,是一个离散两极点LC级联(C和
Lm),滤波器的数值为以最小体积提供所需的衰减量。滤波器模型中出现一个附加电容和电感(C1 和
L),表示一个高频滤波器衰减噪声,此分立滤波器的寄生元件使得性能变差。此外,还有一个电感(L1)
表示MIL-STD-461 需要的强电源连接到 10μF电容(C2)的 1m导线电感。这根导线电感大约 1μH。
与滤波器并联是一个阻抗Z1,表示所有其它噪声的通路。
计算衰减量
直接计算电流探测器测量的电流Io(ω)有多大。例如并联阻抗是无限大,且 10μF多层电容近似短
路,此电流为
m
oC
o
L
c
Z
b
a
U
I
�
�
�
�
�
�
�
�
)
(
)
(
(1)
其中ω=2πf;
78
a=ω(L+L1)
b=Zω2(L+L1)(C+C1)
c=ω2(L+L1)(C+C1)Lm.
根据载流能力和高频抑制选择滤波器插脚;大概知道L和C1.L1 表示 1m导线电感可以直接测量。
C2 由MIL-STD-461 规定 10μF。MIL-STD-461 也规定在EMI频谱范围内每个频率允许流通的最大Io(ω)
值。这意味着在开关频率和它的谐波,要衰最大减的频率的Io(ω)是已知的。。相似地,在这些频率U(ω)
和Z(ω)也是已知的。应当注意,如果Z1 不是无限大,可以将它测量出来。因此在这些频率可以解出这
些频率下的Lm和C。
最小体积
很明显,有一个频率,在这个频率Lm和C相关的方程表示最坏情况,即需要最大滤波器以使得Io(ω)
值在MIL-STD-461 限制范围之内。与拓扑相关,这是典型的基波,即第一个谐波。
需要第二个方城决定滤波器总体积。粗略估计电感能够存储的最大能量。典型的,直流母线滤波器
电感绕在环形皮莫合金粉芯(MPP)上,在饱和前它允许高电流。允许在大电流时电感降低 20%。体
积粗略估算如下:
2
3
200
HA
in
VolL �
这里电流是电感必须流过的最大电流而且还能滤波。
相似地,陶瓷电容的尺寸也粗略根据存储能量计算。例如,典型 1μF,50V 的 CKR06 陶瓷电容的
尺寸可近似计算如下:
2
3
3
FU
in
Volc �
这里 U 是电容承受的最大电压。但是,因为元件离散性这里计算是相当粗糙的;同时不可能买到任意
电压的电容,和任意尺寸的磁芯。因此,用于计算的元件值取到标称值。
滤波器的总体积基本上等于电容C和电感Lm总体积。方程 1 提供C和Lm之间的关系,并且结果,总
体积正好可表示为一个变量。于是总体积可以用对体积相对于变量求导,并使之为零决定。这里用一个
二次方程可以用选择的结果解出一个变量,然后代入方程 1 解除另一个变量。一旦决定了最佳滤波器元
件值,就可以选择最接近的可以买到的电容设计电感。
建议对滤波器仿真,以确认在接近开关频率不谐振。这恨重要,因为阻抗有相当高 Q 值,可能将
噪声在写真时提高超出最大允许水平。如果谐振接近临界频率,可增加引起麻烦的元件值移开谐振。这
不仅将谐振移到不影响的背景噪声频谱范围,而且通过增加衰减量还维持了滤波器在其它频率的质量。
变换器的稳定性与 EMI 滤波
在滤波设计时存在限制(虽然通常没有实际限制)电感可能有多大,并且电容有多小。按照第六章
稳定性讨论,如果变换器看进去源阻抗太高,系统可能振荡,要么滤波器,要么其它变换器振荡,这是
真的。Middlebrook 判据指出滤波器的输出阻抗至少应当低于变换器的输入阻抗 20dB。很明显,按照第
六章关于稳定性判据这是稳定的;不过不是必要条件,仅是充分条件。实际稳定判据与第六章相同。滤
波器与系统合成的相位裕度必须是正的。
79
反激变换器辅助电源基本设计关系
反激变换器是辅助电源通常采用的电路拓扑.它的优
点在于可以工作在非常广阔的输入电压范围,电路简单,元
件少,但效率一般在 75%左右.一般工程师对反激变换器设
计比较茫然。本文试图找到 MIP162 和 TOPswitch 系列组
成的辅助电源的较合理的设计方法。
1.原理
反激变换器电路如图 1 所示。它是由功率开关S、变
压器T、输出整流管D2和输出滤波电容组成。D1和Dz组成
尖峰抑制电路。电路可以工作在电感安匝连续或/和断续.
为讨论方便,首先研究电感安匝连续模式。
一、安匝连续
原理
所谓安匝连续是整个开关周期内,磁芯总安匝没有停留在零安匝时间。电路进入稳态,初
级电流波形如图 2(a)所示。当晶体管 S 导通时,初级电流线性增长,有
on
i T
L
U
i
i
i
1
min
1
max
1
1
)
(
�
�
�
�
(1)
电源Ui向电感储能,由输出电容向负载供电。
晶体管S关断时,电感能量不能突变,变压器各线圈感应电势反号,同名端为负,迫
使二极管D2导通,电感能量转为电场能量向负载放电和向电容充电。设电容电压变化很小,
次级电流变化量
Ui
T
D2
Dz
N1
N2
C Uo
D1
S
图 1 反激变换器原理电路
i1
i1max
T
i1min
0
t
i2
Ton
Tof
0
t
(a)
i1
0
t
i2
0
t
(b)
i1
0
t
i2
0
t
(c)
图 2 安匝连续(a)、和临界连续(b)和
断续(c)电流波形
of
o T
L
U
i
i
i
2
min
2
max
2
2
)
(
�
�
�
�
(2)
在稳态时,转换瞬间变压器应满足
i
N
i
N
i
N
i
N
1
1
2
2
1
1
2
max
max
min
min
�
�
和
2
因此
(3)
�
�
i N
i N
1
1
2
2
�
式中N1 、N2分别为变压器初、次级匝数;L1和L2分别
为初、次级电感量。设变压器没有漏感,应有
2
2
2
2
2
1
1
)
(
L
n
L
N
N
L
�
�
(4)
由式(1)和式(2)联解,考虑到式(3)和式(4)得到
i
of
on
o
U
nT
T
U
�
�
或
i
o
U
n
D
D
U
(5)
�
�
�
)
1(
式中n=N1 /N2为变压器变比.D=Ton/T为占空度。电感电流(安匝)连续时,输出电压
与输入电压的关系如式(5),输出电压与负载无关。
器件选择
在电路设计时,首先应当知道变压器的电感量。电感由临界连续电流决定。临界连续
时,在晶体管关断瞬时,次级电流刚好下降到零。临界连续是连续的特例。临界电流为
)
1(
2
2
2
1
2
2
2
D
D
fL
n
U
T
L
T
U
T
T
i
I
i
of
o
of
G
�
�
�
�
�
一般取临界电流IG=0.1Io,即额定输出电流的10%,考虑到效率η、Po=Io×Uo和式
(5),则电流连续需要的电感量为
o
i
o
i
fP
D
U
fI
D
nD
U
L
2.0
2.0
)
1(
2
2
1
�
� �
�
�
(6)
输入电流平均值
i
o
i
U
P
I
�
�
(7)
当电感电流连续时(图2(a)),晶体管流过电流的峰值
D
L
T
U
DU
P
I
I
i
i
o
ip
QP
1
2
�
�
�
�
(8)
次级峰值电流,即二极管峰值电流
)
1(
2
1
2
2
D
L
T
U
D
I
I
I
o
o
p
DP
�
�
�
�
�
(9)
一般选取脉动分量时脉冲中值的1/5,有效值忽略脉动分量。变压器初级电流的有效值为
k
D
P
D
U
P
D
DU
P
I
o
i
o
i
o
�
�
�
�
�
�
1
(10)
次级电流有效值
D
I
I
o
�
�
1
2
(11)
次级交流电流有效值
2
2
2
2
o
ac
I
I
I
�
�
(12)
晶体管在截止时承受的电压(式(5))
D
U
U
n
D
D
n
U
nU
U
U
i
i
i
o
i
DS
�
�
�
�
�
�
�
1
)
1(
(13)
由式(5)可见,输入电压变化时,通过调节占空比达到输出电压的稳定。输入电压
最低Uimax时,最小占空比为
max
min
i
o
o
U
nU
nU
D
�
�
(14)
由式(13)可以看到晶体管承受的电压应当小于其击穿电压。一般反激变压器漏感
较大,尽管采用缓冲和箝位措施,还可能有杂散电感引起的尖峰,通常选择晶体管的耐压
min
max
)
(
1
)
4.1
~
2.1(
D
U
U
i
DS
BR
�
�
(15)
如果已经选择了晶体管,击穿电压已知,因此在最高输入电压时由式(8)得到最小
占空比必须满足
�
�
DS
BR
i
U
U
D
)
(
max
min
4.1
~
2.1
1�
�
(16)
如果空载进入断续状态,开关管承受的电压为
(16a)
o
i
DS
BR
nU
U
U
�
�
max
)
(
如果在额定输入电压时选择D在0.5左右,由式(13)可见,要求晶体管的耐压接近3
倍。如果晶体管选定,选择最小占空比Dmin应当大于芯片的最小占空比Dcmin。因此,变压
器变比
o
i
U
D
U
D
n
)
1(
min
max
min
�
�
(17)
一般根据输出功率决定开关频率f;选择额定输入电压时占空度D;根据输入或输出最
低电压估计效率η。根据这些参数就可以选择元器件参数。
次级峰值电压
o
i
p
U
n
U
U
�
�
max
max
2
(18)
如要求输出纹电压为ΔUpp,要求滤波电容的Resr((ESR)为
p
pp
esr
I
U
R
2
�
�
(19)
根据式(6)选择初级电感;由式(8)和(13)选择功率开关管;由式(11)的
I2/1.57和式(18)选择输出整流管;根据式(19)和(12)选择电解电容。
同时如果已知PWM芯片最大占空度,就可以由式(5)求得最低可能的输入电压
Uimin。
占空比
一般选择D=0.5左右.如果占空度大于0.5,变比n加大(式(5)),初级电感加大
(式(6)),初级峰值电流减少(式(8)),功率管电流定额下降,但电压定额提高
(式(15));次级峰值电流(式(9))和有效值电流(式(11))增大,引起输出二
极管,输出电容体积加大;但二极管电压定额降低(式(18))。反之,以上结果也相
反。有时最大占空度受芯片最大占空度限制。权衡利弊,一般选择D=0.5。
二、安
安匝断续
恒频安匝连续模式的反激变换器输出电流继续下降就进入断续模式。断续模式次级电流
持续时间小于开关管截止时间。晶体管零电流导通,输出整流二极管零电流关断。与连续模式
比较,功率开关管关断电流比连续模式大许多倍,关断损耗增大,同时漏感引起的损耗也加
大。但断续模式需要较小的电感,动态响应好,是小功率电源中经常采用的拓扑。
输出电流的平均值(图2(c))
R
o
T
i
T
I
2
1
2
�
�
�
(20)
式中TR(
立即购买
下载本素材需消耗 50 积分
无法下载?立即反馈
标签:
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